Меню

Максимальный ток через переходное отверстие

Трассировка силовых цепей на печатных платах FR4: рекомендации и ограничения

Мощность компактных преобразовательных устройств, использующих печатные платы для промежуточных соединений и подводки силовых цепей, непрерывно растет. В качестве примера на рис. 1 показана сборка миниатюрного интеллектуального силового модуля MiniSKiiP, широко используемая в промышленных приводах мощностью до 20 кВт.

Рис. 1. Сборка миниатюрного интеллектуального силового модуля MiniSKiiP

Протекание токов по проводникам печатной платы приводит к возникновению активных потерь мощности и перегреву. Величина активного сопротивления токонесущей трассы зависит от свойств материала проводника (меди), длины и площади поперечного сечения. Геометрическая форма трасс влияет на распределение тепла и эффективность его передачи на саму печатную плату и в окружающую среду.

Топология разводки платы, на которой размещены мощные элементы, чрезвычайно важна для обеспечения надежности работы системы. Существующие правила нормирования размеров проводников PCB основаны на анализе зависимости температуры медной трассы по ее сечению от протекающего тока. В различных источниках [1-3] приводятся методики расчета, основанные на данной зависимости и определяющие перегрев меди относительно окружающей среды. Базы данных для подобных вычислений получены с помощью двух независимых моделей, описанных в [4].

На рис. 2 приведены два варианта топологии печатных плат и диаграммы, демонстрирующие измеренные и расчетные значения температуры как функции тока. Как видно на графиках, оценочные величины, полученные с помощью базовых моделей (модель 1, модель 2), не дают точного отображения температуры соответствующей структуры PCB. Причиной малой достоверности является высокая степень упрощения, присущая данным моделям. В них не учтены такие важные факторы, как характеристики системы охлаждения, свойства окружающей среды, структура ламината и эффект взаимного теплового влияния. Открытым также остается вопрос о допустимости использования стандартных методик для токов выше 35 А, поскольку все опубликованные данные относятся к меньшим значениям [5, 6]. Именно поэтому исследование тепловых режимов печатных плат при работе на больших токах является актуальным и рассматривается в данной статье.

Рис. 2. Расчетные и измеренные значения температуры перегрева для двух топологий печатных плат

Дизайн тестовой платы и измерения

Для проведения испытаний было разработано несколько тестовых плат с различной топологией. С помощью PCB, структура трасс которой показана на рис. 3, исследовалось влияние дополнительных медных слоев (A-D), ширины дорожек (Е и D) и геометрии токового пути (Е-D).

Рис. 3. Тестовая плата для исследования влияния топологии трассировки и положения термодатчика

Плата была изготовлена в двух версиях с толщиной слоя меди 70 и 105 мкм. Положение термодатчиков, установленных с помощью пайки, показано в правой части рис. 4. В ходе испытаний проводилась запись стационарного значения температуры в установившемся состоянии для заданного тока и исследовалось время отклика системы при изменении нагрузки. Мониторинг температуры осуществлялся на дорожках, проводящих ток, и соседних с ними, а также в окружающем пространстве внутри тестовой камеры; контролировался ток и напряжение между дорожками. В ходе измерений ток увеличивался с шагом 10 А (максимум 80 А) до наступления критического перегрева меди (125 °С).

Рис. 4. Измерительный стенд: общий вид, тестируемая плата

Анализ установившегося состояния

Влияние сечения проводника

Трассы E и D имеют постоянную ширину (соответственно, 5 и 10 мм). Различные комбинации ширины и толщины слоев дают следующие значения поперечного сечения: 0,35, 0,525, 0,7 и 1,05 мм 2 . Значения температуры перегрева дорожек приведены на рис. 5: трасса с наименьшим сечением не способна пропускать ток более 40 А, но при увеличении площади сечения в 3 раза максимальная токовая нагрузка возрастает до 80 А при том же значении температуры.

Рис. 5. Влияние площади сечения меди на токонесущую способность

В соответствии с рекомендациями производителей печатных плат [7] предельная рабочая температура ламината FR4 не должна превышать 125 °С. Диаграммы на рис. 5 позволяют определить максимальную токовую нагрузку рассматриваемых типов трасс, удовлетворяющую этому условию. Горизонтальная линия на уровне 125 °С ограничивает значения предельных токов на уровне 30, 40, 48 и 62 А соответственно.

Влияние геометрии токового пути

В ходе испытаний исследовалась взаимная связь дорожек, расположенных на разных слоях PCB. Как видно на рис. 3, трасса Е размещается на верхнем крае платы, а топология F включает оба слоя, однако ток пропускается только по верхней трассе. Структура G состоит из дорожек на обеих сторонах PCB, соединенных между собой переходным отверстием на конце, что дает возможность исследовать тепловой режим платы при протекании тока по последовательному соединению проводников.

В ходе данного вида испытаний изучались трассы, имеющие толщину 70 и 105 мкм и одинаковую ширину, таким образом, поперечное сечение составляло 0,35 и 0,525 мм 2 соответственно.

На рис. 6 и 7 показана зависимость измеренной температуры от тока нагрузки для различных вариантов токовых трасс. Судя по графикам, влияние геометрии проводников идентично для обеих плат: температура каждой структуры для PCB 70 мкм при заданном токе выше, чем для PCB 105 мкм из-за меньшей площади сечения.

Рис. 6. Влияние геометрии дорожки на перегрев при одинаковой площади сечения (PCB 70 мкм)

Рис. 7. Влияние геометрии дорожки на перегрев при одинаковой площади сечения (PCB 105 мкм)

Сравнение результатов на рис. 6 и 7 для структур E-G показывает, что наименьшей токонесущей способностью обладает трасса G, проводящая ток на обоих слоях и имеющая, соответственно, в 2 раза больше омическое сопротивление, чем E и F. Температура односторонней дорожки Е при максимальном токе нагрузки оказывается несколько меньше, чем у двусторонней F. Очевидно, что «пассивный» медный слой структуры F практически не влияет на тепловое равновесие токонесущего слоя. С точки зрения уровня генерируемых потерь тепловые режимы трасс Е и F оказываются практически идентичными, так как одинаковы их активные сопротивления и пропускаемые токи.

Влияние площади сечения меди

В данной главе делается попытка приближения к реальным параметрам PCB, трассировка которых, как правило, выполняется без учета всех тепловых режимов. В частности, здесь проводится сравнение дорожек с одинаковым сечением в точке измерения температуры, но находящихся под влиянием близко расположенные трасс с различной площадью сечения меди.

При переходе от структуры А к С сечение дорожки уменьшается, для трассы D оно минимально. Эпюры на рис. 8 демонстрируют перегрев проводников платы 70 мкм в зависимости от тока нагрузки для этих четырех случаев. Как показывают графики, увеличение площади сечения дорожки позволяет существенно снизить температуру перегрева, и с ростом тока этот эффект становится еще более выраженным.

Рис. 8. Оценка зависимости температуры перегрева от тока для различных видов медных трасс с одинаковым поперечным сечением

Оценка действующих правил трассировки

Для правильного выбора сечения трассы, обеспечивающего достаточную токонесущую способность, необходимо средство расчета, позволяющее определять температуру перегрева дорожки в зависимости от ее сечения и тока нагрузки. Наиболее корректным путем нахождения этого соотношения является использование термодинамической модели, описываемой следующим образом:

где I — ток нагрузки, А; ΔΤ — градиент температуры, °С; А — сечение трассы, мм 2 ; k, x, y — специфические константы.

Коэффициенты k, x, y определяются экспериментально; два набора констант, полученных в результате измерений (DN и IPC [4]), приведены в таблице. Расчет температуры перегрева меди относительно окружающей среды производится на основе значения тока и площади сечения трассы. В качестве определяющего фактора используется наименьшее значение ширины дорожки. Оценка качества модели была проведена с помощью обоих наборов коэффициентов для структуры D с толщиной слоя меди 70 мкм при ширине дорожки 10 мм.

Таблица. Константы для вычислений

Модель k x y
IPC 100,75 0,43 0,68
DN 62,00 0,45 0,69

На рис. 8 показана зависимость температуры перегрева от тока для трасс А и D с использованием моделей DN и IPC. Приведенные данные нормализованы по отношению к температуре окружающей среды. Модель DN дает преувеличенные значения температуры для всех трасс, модель IPC позволяет получить хорошее приближение для структуры С и преувеличенное — для А и В. Температура дорожек для обоих значений толщины слоев с одинаковой шириной при использовании модели IPC оказывается заниженной (кривая D на рис. 8).

Полученные результаты позволяют объяснить разницу между измеренными и расчетными значениями на рис. 2. Трасса на тестовой плате (рис. 2а) имеет постоянную ширину, а модель 2 (соответствующая IPC) дает заниженное значение. Температура в примере на рис. 2б измеряется в самой узкой зоне трассы, где модель IPC дает завышенное значение.

При оценке абсолютных значений, получаемых с помощью описанных моделей, необходимо учитывать реальную толщину слоя меди. Стандартные правила проектирования позволяют выбрать размер проводника и рассчитать температуру перегрева для номинального значения толщины слоя меди. Действительная же величина с учетом производственных допусков может оказаться существенно меньше.

Измерения показали, что при номинальном значении 70 мкм действительное среднее значение толщины слоя меди на верхнем слое платы составляет 61 мкм. На рис. 9 приведена зависимость температуры перегрева от тока для структуры D в сравнении с расчетными значениями на базе модели IPC при номинальной и минимальной толщине слоя. Очевидно, что результаты вычислений для второго случая (61 мкм) оказываются в области более высоких температур, чем для первого (70 мкм), при одинаковом токе.

Рис. 9. Измеренные значения температуры при увеличении тока для номинальной и реальной толщины слоя меди

Девиация ширины печатных трасс из-за дефектов травления не превышает 0,1%, и ей можно пренебречь.

Анализ переходных режимов

Приведенные выше рассуждения относятся к случаю установившегося теплового равновесия при протекании по трассе PCB фиксированного постоянного тока. Однако для анализа реальных рабочих режимов большое значение имеют переходные состояния, вызванные изменением нагрузки. Поскольку уровень тока DC при испытаниях увеличивается с дискретным шагом (10 А), это дает возможность оценить тепловую постоянную времени печатной платы.

На рис. 10 показаны результаты измерения температуры, проведенные в центре дорожек А и С (рис. 3) на плате 70 мкм. Мониторинг температуры также проводился на ненагруженной трассе А при протекании тока по проводнику С.

Рис. 10. а) Измеренные и расчетные значения температуры; б) определение тепловой постоянной времени

Для анализа динамических тепловых режимов была создана простая 3D-модель PCB, представленная на рис. 11. Потери, определяемые произведением падения напряжения и тока нагрузки, рассеиваются в структуре С, имеющей постоянную ширину и известное сечение слоя меди. Печатная плата помещается между двумя идеальными радиаторами с переходным слоем, моделирующим передачу тепла в окружающую среду. Параметры интерфейсного слоя выбирались таким образом, чтобы модель обеспечивала достоверное значение установившейся температуры при различных значениях тока нагрузки. Чтобы корректно задать тепловую связь токонесущей трассы и ненагруженной дорожки А, теплопроводность материала FR4 задана на уровне 1,5 Вт/мК. Как показано на рис. 10, созданная таким образом модель позволяет получить хорошее приближение при анализе тепловых переходных процессов.

Рис. 11. Поперечное сечение моделируемой структуры

Протестированная тепловая модель печатной платы может быть использована для исследования динамических тепловых характеристик на частотах, где медленные термодатчики не способны дать корректные результаты. Моделирование подтвердило, что пульсации температуры на частоте 50 Гц составляют около 0,1%, и ими можно пренебречь. Как показано на рис. 12, переходные тепловые процессы в печатных дорожках наиболее ярко выражены на частотах ниже 1 Гц. При 0,5 Гц амплитуда изменения температуры составляет примерно ±5% от среднего значения перегрева трассы относительно окружающей среды.

Рис. 12. Моделирование теплового режима при протекании низкочастотного переменного тока при окружающей температуре 25 °С

Эаключение

В преобразователях малой и средней мощности силовые транзисторы и модули, как правило, размещаются на печатных платах, а сильноточные соединения цепей питания и выходов осуществляются с помощью печатных трасс. Для обеспечения надежной работы системы в этих условиях большое значение приобретает правильный выбор ширины и толщины дорожек PCB.

Экспериментальные исследования тестовых печатных плат, созданных на стандартном материале FR4, показали, что существующие правила трассировки и методики теплового расчета могут быть использованы только для установившихся состояний при токах, не превышающих 35 А. Модель IPC [4] дает хорошие результаты только для длинных трасс с постоянной площадью сечения.

Вопреки некоторым рекомендациям размещение параллельной дорожки на обратной стороне PCB не увеличивает токонесущую способность трассы. Значительного повышения допустимой токовой нагрузки можно добиться только за счет увеличения сечения меди в проводящих слоях, а значит, при разводке силовых трасс следует максимально использовать свободную площадь печатной платы.

Анализ динамических тепловых режимов, проведенный с помощью созданной модели PCB, подтвердил, что колебания температуры дорожки относительно среднего значения вносят существенный вклад при частоте изменения тока ниже 1 Гц.

Источник

Тюнинг переходных отверстий печатных плат

Давайте поговорим про проектирование переходных отверстий — для серьёзной электроники их качество очень важно. В начале статьи я осветил факторы, влияющие на целостность сигнала, а потом показал примеры расчёта и тюнинга импеданса одиночных и дифференциальных переходных отверстий.

Всем привет, меня зовут Вячеслав. Я занимаюсь разработкой печатных плат 5 лет, и за это время не только прочитал множество правил и рекомендаций по трассировке, но и находил первоисточники и работал с ними.

Читайте также:  Биполярные транзисторы при больших токах

В сложных вычислительных системах, которые разрабатывает компания YADRO, высокоскоростные сигналы на пути от передатчика к приёмнику преодолевают значительные расстояния, проходя сквозь несколько плат и делая десяток межслойных переходов. В таких условиях, каждое небрежно спроектированное переходное отверстие будет вносить свой небольшой вклад в ухудшение сигнала, и в результате интерфейс может не заработать.

Целостность сигнала

Переходные отверстия (далее п/о, англ. via) представляют собой неоднородности в линии передачи. Как и другие неоднородности, они портят сигнал. Этот эффект слабо выражен на низких частотах, однако с увеличением частоты значительно возрастает. Часто разработчики уделяют незаслуженно мало внимания структуре переходных отверстий: они могут быть скопированы из «соседнего» проекта, взяты из даташита или вообще не заданы в САПР (настройка по умолчанию).

Перед тем как использовать рассчитанную структуру, необходимо понять, почему её сделали именно такой? Слепое повторение может только навредить.

На целостность сигнала в канале при прохождении через переходные отверстия главным образом влияют следующие факторы:

  • отражения сигнала из-за изменения волнового сопротивления;
  • деградация сигнала вследствие паразитной ёмкости и индуктивности;
  • отражения от неиспользуемого отрезка п/о при переходе на внутренний слой (далее стаб от англ. via stub);
  • перекрёстные помехи (англ. Cross talks);
  • помехи в шинах питания.

Рассмотрим подробнее причины этих эффектов и методы их устранения.

Фактор 1. Волновое сопротивление п/о

В идеально спроектированной плате волновое сопротивление не меняется на всем протяжении трассы, в том числе и при переходе на другой слой. В реальности это обычно выглядит примерно так:

Рисунок 1. Изменение волнового сопротивления при переходе на другой слой.

Чем лучше согласованы волновые сопротивления, тем меньше будет отражение сигнала. Как же повлиять на это?

Рассмотрим структуру п/о на плате [1].

Рисунок 2. Структура п/о на плате.

Слой Элемент Свойство
TOP Площадка п/о Паразитная ёмкость между площадкой и полигоном питания L2
TOP-L2 отрезок п/о Индуктивность
L2 (полигон питания) Антипад Антипад образует краевую ёмкость – емкость между стенками п/о и полигоном питания
L2-L3 Отрезок п/о Индуктивность
L3 (полигон питания) Антипад Антипад образует краевую ёмкость – емкость между стенками п/о и полигоном питания
L3-L4 Отрезок п/о Индуктивность
L4 (сигнальный) Площадка п/о Паразитная ёмкость между площадкой п/о и полигоном питания L3
L4-L5 Стаб Источник шума

Изменяя элементы п/о, мы изменяем волновое сопротивление перехода. Наша цель – согласовать импеданс переходной структуры с импедансом проводников для минимизации отражений. Рассмотрим, как изменится импеданс при изменении элементов структуры п/о.

Элемент Действие Электрическое свойство Импеданс (результат)
Площадка п/о C↓
Диаметр п/о L↑
Антипад C↓
Длина п/о L↑
Количество полигонов питания на пути п/о C↓
Шаг п/о C↓
Расстояние до возвратных п/о L↑
Количество возвратных п/о L↓
Заполнение отверстий Заполняем смолой (Dk↑) С↑

Фактор 2. Паразитная индуктивность и ёмкость

Проводники на печатной плате можно изготовить с волновым сопротивлением, лежащим в широком диапазоне, однако чаще всего это 50 Ом. С одной стороны, это связано с исторической преемственностью: импеданс 50 Ом был стандартизирован для коаксиальных кабелей как компромисс между уровнем нагрузки драйвера и потерей энергии сигнала. С другой стороны, 50-Омный проводник легко изготовить на типовой плате.

Для разработчика важным является не столько конкретное значение волнового сопротивления, сколько его постоянство на всём протяжении линии передачи.

Для того, чтобы сделать линию передачи с фиксированным значением волнового сопротивления, разработчик подбирает ширину дорожки и расстояние до опорного слоя, т.е. меняет погонную ёмкость и индуктивность линии передачи до определённой величины.

В п/о индуктивная составляющая довольно значима. В первом приближении, мы должны, в рамках разумного, максимально снизить паразитную индуктивность, а затем менять параметры п/о для достижения заданной емкости, и соответственно импеданса.

Чрезмерное уменьшение ёмкости п/о будет причиной локального повышения импеданса и, как следствие, отражений сигнала.

Фактор 3. Via stub

Что происходит, когда сигнал проходит через переходное отверстие со стабом?

Рисунок 3. Переходное отверстие со стабом, резонанс на ¼ длины волны.

В нашем примере сигнал распространяется сверху вниз со слоя Top. Дойдя до внутреннего сигнального слоя, сигнал разделяется: часть движется вдоль трассы на внутреннем слое, а часть продолжает движение вниз по переходному отверстию, затем отражается от слоя Bottom. После того, как отражённый сигнал достиг внутреннего слоя, он снова разделяется, часть движется вдоль трассы, а часть возвращается к источнику.

Отражённый сигнал будет суммироваться с исходным и искажать его, что будет выражаться в сужении окна на глазковой диаграмме, и увеличении уровня вносимой потери (англ. Insertion Loss).

В худшем случае, отрезок TD окажется равным ¼ длины волны сигнала, тогда отражённый сигнал достигнет трассы на внутреннем слое с задержкой в половину периода, наложившись на исходный сигнал в противофазе.

При анализе целостности рекомендуется рассматривать полосу пропускания шириной 5 частот Найквиста. Хорошим приближением будет считать приемлемым стаб, дающий резонанс на 7 гармонике и выше [2].

Рисунок 4. График уровня вносимых потерь для п/о со стабами 0, 0.65, 1.2 мм.

На рисунке 4 изображён огромный резонанс на частотах около 24 ГГц. Мы можем сделать вывод, что, если наш сигнал работает на частоте 2–3 ГГц, мы можем себе позволить не устранять стаб, поскольку в пределах 7 гармоник «всё спокойно».

Произвести быструю оценку критичности стаба можно в калькуляторе Polar:


Рисунок 5. Изображение с сайта polarinstruments.com. Длина стаба 2.5 мм допустима для сигналов с временем нарастания более 500 пс.

Чуть более точный результат дают формулы, приведённые в статье [2]. Они учитывают геометрию п/о и позволяют рассчитать поправку для диэлектрической проницаемости диэлектрика по оси Z.

Устранить стаб можно с помощью операции «обратное высверливание» (англ. Backdrilling), либо используя микропереходы (англ. blind and buried vias). Выбор зависит от особенностей проекта. Обратное высверливание проще и дешевле. После изготовления платы, сверлом большего диаметра стаб высверливается на заданную глубину. От разработчика требуется задать дополнительные отступы топологии в зоне высверливания, а также доступно для производителя указать требования по высверливанию в конструкторской документации. Современные САПР поддерживают данный функционал.

Микропереходы в первую очередь предназначены для плат высокой плотности (англ. HDI), однако в некоторых случаях их можно использовать, нивелировав дороговизну отказом от обратного высверливания и снижением количества слоёв на плате. При разработке плат HDI следует помнить некоторые особенности:

  • каждый новый тип п/о увеличивает стоимость платы;
  • для лазерного сверления используются специальные оптимизированные препреги, свойства которых могут отличаться;
  • металлизация глухих отверстий увеличивает толщину меди на внутренних слоях.

Крайне рекомендуется заранее согласовать структуру платы с изготовителем.

Фактор 4. Перекрёстные помехи

Перекрёстные помехи – нежелательная передача сигнала из одной линии в соседнюю. Эта передача происходит, потому что два близко расположенных проводника имеют ёмкостную и индуктивную связь.

Характер перекрёстных помех сигнальных проводников и п/о немного отличается.
В п/о у сигнала нет опорного слоя, возвратные токи текут по соседним п/о, образуя большую петлю. Перекрёстные помехи сигналов в п/о обусловлены индуктивной составляющей.

Наибольшего эффекта по минимизации перекрёстных помех можно достичь, увеличив расстояние между п/о. Однако часто тополог не располагает большим пространством.
Сближение п/о в дифференциальной паре не только уменьшает занимаемую площадь, но и положительно сказывается на помехоустойчивости [3].

Общепринятый способ по минимизации перекрёстных помех между соседними сигнальными п/о — поместить экранирующее п/о между ними. При таком способе потребуется вести сигналы с шагом около 2 мм (Рисунок 6). Если места недостаточно, можно использовать меньший шаг со сдвигом (англ. Staggered pattern), как на рисунке 7. С помощью моделирования можно подобрать идеальный угол сдвига [4].

Рисунок 6. Минимизация перекрёстных помех с помощью экранирующего п/о.


Рисунок 7. Минимизацию перекрёстных помех с помощью диагонального «шахматного» сдвига.

Перекрёстные помехи можно также снизить экзотическими методами, например, длинным стабом (за счёт смещения индуктивно-ёмкостного баланса п/о) [5]. Также помехи можно уменьшить на стадии проектирования корпуса микросхемы [6].

Фактор 5. Помехи в шинах питания

Помимо соседних сигнальных цепей, на качество сигнала могут оказывать помехи из внутренних слоёв.

По полигонам питания могут протекать большие токи. В силу увеличения индуктивности у краев полигонов, протекающие токи формируют краевые поля (англ. Fringing fields) по всем границам полигона, в том числе и в вырезах. Краевые поля являются источником электромагнитного излучения (англ. Edge-fired emission) в пространство. Для снижения эмиссии электромагнитного излучения, применяется правило 20H (Рисунок 8), который заключается в сужении полигона питания по отношению к полигону земли.

Рисунок 8. Краевые поля и правило 20H.

Для защиты п/о от помех, если есть возможность, необходимо увеличивать антипад на полигонах питания. Правило 20H для п/о обеспечить трудно, да и излишне, обычно рекомендуется антипад диаметром около 2 мм (Рисунок 9).

Рисунок 9. Увеличенный антипад на слоях питания

Расчёт импеданса одиночных переходных отверстий

Основываясь на знаниях о влиянии элементов п/о на импеданс, мы можем спроектировать своё идеальное п/о. Отличным стартом будет расчёт импеданса в калькуляторе.

У инженеров, связанных с разработкой печатных плат, популярны такие калькуляторы как Saturn PCB Design Toolkit и Polar Instruments Si9000e. Оба они позволяют быстро рассчитать импеданс одиночного п/о.

Результат полученный в данных калькуляторах сильно отличается друг от друга. Это связано с тем, что у этих инструментов разный подход.

Polar cчитает импеданс в двухмерной плоскости, где п/о пересекает полигон питания. Формулы расчёта не приведено. Опытным путём было установлено, что расчёт производится по формуле импеданса коаксиального кабеля:

$z_0=\frac<138\frac<AP data-lazy-src=

На иллюстрации указано достаточно низкое значение диэлектрической проницаемости Er1, по сравнению со стандартным. Это связано с неоднородностью структуры диэлектрика: он состоит из смолы (Er 3.2) и нитей стекловолокна (Er 6.1), поэтому имеет среднюю диэлектрическую проницаемость около 4.1. Это значение может довольно сильно локально изменяться. Так, вблизи п/о преобладает смола, поэтому значение диэлектрической проницаемости пересчитано в сторону уменьшения [7].

Saturn PCB считает импеданс по формуле:

$z_0=\sqrt<\frac<ViaInductance data-lazy-src=

Сразу возникает вопрос: кому верить?

Промоделируем в трёхмерном решателе электромагнитных полей (англ 3D Solver), как это будет выглядеть на реальной 8-слойной плате толщиной 1.6 мм (Рисунок 12)

Рисунок 12. Структура перехода между слоями с отверстием для возвратного тока.

В нашем случае импеданс получился около 70 Ом. Приблизив возвратное п/о, можно добиться снижения ещё на 5 Ом. «Поиграв» с размером антипада, можно довольно точно подогнать импеданс к целевому значению (Рисунок 13).

Рисунок 13. Импеданс цепи с п/о на временной диаграмме.

В частотной области «лучшие» параметры выражаются в меньшем значении коэффициента отражения от входа (Рисунок 14).

Рисунок 14. Параметры одиночных п/о в частотной области.

Расчёт Polar оказался ближе к полученному результату. Возможно, для получения адекватного результат в Saturn PCB, требуется ввести поправки. Если у кого-то есть положительный опыт расчёта импеданса в Saturn, поделитесь в комментариях!

Расчёт импеданса дифференциальных переходных отверстий

Расчёт дифференциальных п/о аналогичен одиночным, за исключением того, что теперь у нас нет калькулятора: указанные выше инструменты не считают дифференциальные п/о. Также, теперь мы можем дополнительно изменять шаг п/о в диф. паре.

Структуру возьмём ту же: 8-слойную плату толщиной 1.6 мм. Рассмотрим 9 конфигураций п/о (Рисунок 15).

Первые 3 п/о имеют зазоры 0.125 мм и отличаются лишь расположением отверстий для возвратного тока. Все п/о с 4 и далее имеют шаг 1 мм. П/о с 6 и далее имеют увеличенный антипад (0.250 мм) и отличаются отступом отверстий для возвратного тока.

Рисунок 15. Переходные отверстия.

Рассмотрим график импеданса (Рисунок 16).

Рисунок 16. Импеданс п/о во временной области.

На графике хорошо виден «горб», который соответствует вертикальному отрезку п/о — «стакану» (англ. Via barrel).

Рассмотрев частотную зависимость коэффициента отражения VIA1-3 (Рисунок 17), видим, что несмотря на хорошие показатели на целевой частоте 6 ГГц, имеется резонанс на более низких частотах. Предпочтительней улучшить via7-9, а если не получится, то via4-5, чтобы уменьшить «горб» за счёт сдвига графиков вправо.

Рисунок 17. Коэффициент отражения от входа п/о.

Уменьшим антипад у VIA9, чтобы получить зазоры 0.125 мм. Для VIA4 уменьшим шаг п/о до 0.75 мм и рассмотрим полученный результат (Рисунок 18).

Рисунок 18. Сравнение импеданса модифицированных п/о.

В частотной области виден сдвиг графика коэффициента отражения от входа вправо (Рисунок 19).

Рисунок 19. Сравнение коэффициента отражения модифицированных п/о.

Заключительные рекомендации

Переходные отверстия в печатных платах — это сложная и неоднородная структура. Для корректного расчёта параметров необходимы дорогие 3D решатели, компетенции и значительные затраты времени.

Читайте также:  Ток в катушке уменьшился с 12 до 8 а при этом энергия магнитного поля

Если нет возможности избежать использования переходов критических сигналов на другие слои, необходимо прежде всего оценить степень влияния возникших неоднородностей на целостность сигналов. Если неоднородность электрически короткая (время задержки менее 1/ 6 фронта), стаб резонирует на частотах, находящихся за пределами полосы пропускания — нет смысла тратить время и деньги на оптимизацию.

В первом приближении удобно использовать готовые структуры из даташитов или предыдущих плат, но помнить об особенностях текущего проекта.

Калькуляторы позволяют быстро оценить параметры п/о, однако используют сильно упрощённые модели, негативно влияющие на результат.

Источник

Максимальный ток через переходное отверстие

Расчет диаметра переходного отверстия

Как рассчитать допустимый диаметр переходного отверстия при изготовлении печатных плат под выводы, если толщина печатной платы вырастет со стандартной .065″ (1,65 мм), до, скажем, .150″ (3,81 мм)? Если подойти к этому вопросу не теоретически, а практически, то его можно разделить на две части:

    С точки зрения сборки печатных плат минимальный размер переходного отверстия должен, во-первых, соответствовать толщине выводов компонента, которые в эти отверстия и вставляются (не зависимо от толщины платы), во-вторых, отвечать используемому способу сборки – автоматический или ручной монтаж, в-третьих, подходить под сами применяемые компоненты: количество выводов (чем больше выводов, тем размер переходного отверстия больше), величина допуска по толщине выводов и их расположению.

  • А что с точки зрения производителя печатных плат? Одно дело использовать для изготовления отверстий обычную механическую сверлильную установку, совсем другое – сложное лазерное оборудование. Подумайте, что будет дешевле и надежнее? Кроме всего прочего, если диаметр отверстий будет слишком маленьким, могут возникнуть проблемы с покрытием стенок (металлизацией) таких отверстий на всей глубине (толщине) платы.
  • Чем толще плата, тем больший диаметр отверстия требуется. Отношение толщины печатной платы к диаметру переходного отверстия называется Aspect Ratio. Большинство производителей имеют возможность изготавливать платы с относительным диаметром переходного отверстия от 6:1 до 10:1 (а некоторые даже 15:1). В рассматриваемом случае при Aspect Ratio 10:1 для платы толщиной .150″ (3,81 мм) возможно допустимый диаметр отверстия — 0,015″ (0,38 мм). Но как указывалось выше, еще на этапе проектирования следует заранее посоветоваться на счет этого параметра как с производителем печатных плат, так и с производством, занятого сборкой таких плат.

    Источник

    Максимальный ток через переходное отверстие

    Отверстия печатных плат

    Одними из главных элементов конструкции печатных плат являются отверстия. Большинство параметров ПП связано именно с размерами этих отверстий, которые могут быть металлизированными и гладкими, а по назначению — монтажными, куда устанавливаются и запаиваются выводы элементов, и переходными (межслойными), обеспечивающими только электрические соединения между слоями платы. Металлизированные монтажные отверстия являются одновременно переходными отверстиями. Кроме того, на печатных платах обычно присутствует некоторое количество неметаллизированных конструкционных отверстий, служащих для фиксации компонентов, крепления печатных плат к несущим элементам конструкций и других целей. Эти отверстия чаще всего бывают гладкими, без контактных площадок и металлизации. Однако нередко крепежные отверстия с целью удешевления производства выполняются одновременно с монтажными (по той же технологии), поэтому в них присутствует внутренняя металлизация, но отсутствуют контактные площадки.

    С конструктивной точки зрения металлизация крепежных отверстий не влияет на качественные параметры печатной платы, кроме того, в некоторых случаях эти отверстия служат дополнительным соединением слоя (или цепей) «земля» с элементами несущих конструкций.

    Металлизированные отверстия обычно снабжены контактными площадками на наружных слоях, а многослойные платы — еще и на тех слоях, на которых к этим отверстиям подводятся печатные проводники. Контактные площадки и металлизация отверстий выполняются исключительно из меди. Все металлизированные поверхности могут иметь дополнительное гальваническое покрытие, часто выполняющее в технологическом процессе функцию маски, защищающей участки медной фольги при травлении, что обеспечивает формирование элементов проводящего рисунка. При конструировании печатных плат, в частности при расчете размеров металлизированных отверстий, необходимо учитывать дополнительную толщину гальванического покрытия.

    Основные варианты конструкции отверстий печатных плат изображены на рисунке.

    a-однослойная б — двухслойная в — многослойная

    Главный параметр отверстия — диаметр (d), который у неметаллизированных отверстий совпадает с диаметром сверления (d ). Для металлизированных отверстий диаметр самого отверстия отличается от диаметра сверления на двойную толщину металлизации, а в случае применения гальванического покрытия — еще и на двойную толщину покрытия.

    В конструкторской документации, как правило, указывается диаметр отверстия в готовой плате (контролируемый размер), а диаметр сверления обычно отсутствует, хотя он имеет большое значение для многослойных печатных плат. Минимальный диаметр металлизированных отверстий определяется соотношением d/S, которое оговорено ГОСТ 23.751-86 и зависит от класса точности см таблицу:

    d/S Класс точности
    1 и 2 3 4 5
    0,4 0,33 0,25 0,2
    Толщина платы 1,5 0,6 0,5 0,4 0,3
    2,0 0,8 0,7 0,5 0,4

    При проектировании следует учитывать также, что при металлизации отверстий диаметр его уменьшается на 0.1 мм, т.е. чтобы получить отверстие 0,4 мм, необходимо на необходимо будет закладывать сверло 0,3.

    В таблице приведены минимальные значения диаметров металлизированных отверстий для наиболее «ходовых» по толщине плат. Соотношение d/S следует учитывать в процессе проектирования, но заметное влияние оно оказывает на выбор отверстий, когда толщина плат превосходит 3 мм, а это, как правило, многослойные платы с количеством слоев 12 и больше. Поэтому размеры отверстий, приведенные в таблице, пригодны только для металлизированных межслойных переходов многослойных плат.

    Размеры монтажных отверстий определяются диаметром и сечением выводов элементов, монтируемых в эти отверстия. Если вывод некруглый в сечении, то параметры отверстия в печатной плате диктуются максимальным размером вывода в сечении (например, диагональю).

    В любых металлизированных отверстиях следует предусматривать гарантированный зазор (не менее 0,1 мм) для заполнения металлизированного отверстия расплавленным припоем.

  • У печатных плат с гладкими отверстиями (однослойных и двухслойных без металлизации) диаметр рассчитывается только из условий собираемости. В многовыводных компонентах, например микросхемах со штыревыми выводами, разница между диаметром отверстия и размером вывода не должна быть меньше суммы допусков на точность положения выводов и отверстий на печатной плате (для всех типов плат).
  • К элементам с осевыми выводами, отформованными (изогнутыми) для крепления на печатных платах, такое требование не предъявляется. Гибкость выводов компенсирует все неточности. У печатных плат, предназначенных для автоматизированной сборки, этот зазор должен составлять 0,4 — 0,5 мм.

    Максимальный размер отверстия ограничен особенностями пайки выводов. В случае гладких отверстий, куда припой не попадает, а пайка осуществляется только на поверхности контактной площадки в виде выпуклого мениска, разница в размерах не должна превышать 0,3 мм. Если отверстия металлизированные, то разница более 0,5 мм недопустима, иначе припой при некоторых режимах пайки может вытекать.

    Диаметры отверстий печатных плат (гладких и металлизированных) обязательно выбираются из ряда, соответствующего ГОСТ 10317-79, который включает в себя диаметры от 0,3 до 3,0 мм через 0,1 мм, кроме диметров 1,9 и 2,9 мм. Отсюда для практической работы можно составить и использовать собственный ряд с приращением размеров через 0,2 и 0,3 мм.

    Вот один из таких рядов: 0,6; 0,8; 1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,0 мм. При необходимости он расширяется в обе стороны. Определить размеры вывода для распайки в то или иное отверстие помогает следующая формула:

    где d — диаметр отверстия;
    dв — диаметр или диагональ вывода;
    ^ — модуль (абсолютное значение) нижнего значения допуска на отверстие.

    Предельные отклонения размеров отверстий (допуск), оговоренные ГОСТ 23.751-86, представлены в таблице:

    Диаметр отверстия Металлизация отверстия Класс точности
    1 и 2 3 и 4 5
    До 1,0 мм (включительно) без металлизации +/- 0.1 +/- 0.05 +/- 0.025
    С металлизацией без оплавления +0.05 -0.1 -0.075
    -0.15
    С металлизацией и оплавлением +0.05 -0.13 -0.13
    -0.18
    Свыше 1,0 мм без металлизации +/- 0.15 +/-0.1 +/- 0.1
    С металлизацией без оплавления +0.1
    -0.2
    +0.05
    -0.15
    +0.05
    -0.15
    С металлизацией и оплавлением +0.1
    -0.23
    +0.05
    -0.18
    +0.05
    -0.18

    Как указывалось выше, диаметр сверления металлизированного отверстия обычно в чертеже не задается и определяется технологией печатных плат. Для двухслойных печатных плат это не имеет существенного значения, но для многослойных плат данный диаметр важен, поскольку именно он определяет зазор между стволом металлизированного отверстия и транзитным проводником, проходящим рядом с отверстием по внутреннему слою. В расчетах можно принять величину металлизации равной 0,05+0,025 мм плюс гальваническое покрытие (0,005 мм) и дополнительно учесть допуск на сверление самого отверстия.

    В простейшем случае можно полагать, что диаметр сверления на 0,1 мм больше, чем номинальное значение диаметра металлизированного отверстия. Для многослойных плат с критическими размерами разрешается указывать в документации диаметр сверления, но следует помнить, что контролируется он только в процессе производства (на этапе изготовления мастер-платы). Можно, конечно, распилить готовую плату и измерить размеры на шлифе под микроскопом (разрушающий контроль), однако плата после этого становится не пригодной для монтажа.

    Диаметры переходных отверстий выполняют аналогично монтажным, но во всех случаях стараются сделать их с минимальными размерами, допустимыми для конкретной толщины печатной платы. Часто минимальный диаметр отверстия определяется диаметром сверла или возможностями оборудования. В данном случае вступают в силу технологические ограничения. При нашем оснащении производства могут быть выполнены отверстия с диаметрами 0,25 или 0,3 мм. Для многослойных печатных плат, не ограниченных по слойности и толщине (объединительных плат, кросс-плат), переходные и монтажные отверстия следует выбирать исходя из других принципов.

    Дело в том, что трассировочная способность многослойной платы повышается с ростом числа слоев, а это связано с наращиванием толщины платы. Но более толстые платы, согласно ГОСТ 23.751-86, требуют пропорционального увеличения диаметра отверстий, чтобы обеспечить их металлизацию, что ведет к уменьшению количества проводников, прокладываемых на каждом слое, и соответственно к снижению трассировочной способности платы. Явное противоречие разрешается нахождением некоторого оптимального варианта (экстремума функции), который обеспечивает максимальную трассировочную способность платы.

    Сложная формула, описывающая суммарное количество трасс многослойной платы, здесь не приводится. С помощью этой формулы можно найти экстремум функции. После соответствующих преобразований получены формулы для расчета оптимальных значений диаметров отверстий:

    d — 0,5 m — 0,48 (для 3-го класса),
    d — 0,5 m — 0,33 (для 4-ro класса),
    d — 0,5 m — 0,225 (для 5-го класса),

    где d — диаметр металлизированного отверстия;
    m — шаг между соседними металлизированными отверстиями.

    Расчеты с округлением размеров до целых значений позволяют определить параметры многослойных плат с максимальной трассировочной способностью, см. таблицу:

    Класс точности Шаг трассироки (мм) Ширина проводника (мм) Размер контакт-
    ной площадки (расчетный)
    Шаг отверстий Т,(мм) Диаметр
    отверстий
    Размер контактной площадки для отв,(мм) Размер контактной площадки (опти-
    мальный)
    Параметры много-
    слойной платы
    расчетный округл.
    Нп Nсп
    3 0,625 0,25 0,875 или 1,5 2 0,52 0,5 1,1 1,5 2,5 14
    2,5 0,77 0,8 1,4 4 20
    4 0,5 0,15 0,65; 1.15 или 1,65 2 0,67 0,7 1,1 1,15 3,5 18
    2,5 0,92 1 1,4 1,65 5 26
    5 0,3125 0,1 1,0375; 1,35 или 1,66 2 0,775 0,8 1,1 1,1 4 20
    2,5 1,025 1 1,3 1,35 5 26

    Некоторые фирмы дают рекомендации относительно параметров металлизированных отверстий, предназначенных для установки электронных компонентов. Обычно эти предложения относятся к 3 — 5 классам точности. Но проблема состоит в том, что номинальные значения рекомендуемых диаметров не соответствуют отечественным стандартам. В связи с этим необходимо четко понимать степень влияния размера отверстия на качество монтажа.

    Например, фирма АМР выпускает соединители, устанавливаемые на печатные платы без пайки. Надежный электрический контакт между платой и выводом соединителя в этом случае достигается за счет использования расщепленного вывода (Fit-Contact), который за счет пружинящих свойств надежно «распирается» в печатном отверстии. Для этих выводов компания рекомендует отверстие D1,09—0,13. Данный размер в ГОСТ 10317-79 отсутствует.

    В подобных ситуациях лучше указать в документации параметры, оговоренные фирмой, и уточнить размеры (или допуски) c нашими конструкторами.

    Источник

    

    Тюнинг переходных отверстий печатных плат

    Давайте поговорим про проектирование переходных отверстий — для серьёзной электроники их качество очень важно. В начале статьи я осветил факторы, влияющие на целостность сигнала, а потом показал примеры расчёта и тюнинга импеданса одиночных и дифференциальных переходных отверстий.

    Всем привет, меня зовут Вячеслав. Я занимаюсь разработкой печатных плат 5 лет, и за это время не только прочитал множество правил и рекомендаций по трассировке, но и находил первоисточники и работал с ними.

    В сложных вычислительных системах, которые разрабатывает компания YADRO, высокоскоростные сигналы на пути от передатчика к приёмнику преодолевают значительные расстояния, проходя сквозь несколько плат и делая десяток межслойных переходов. В таких условиях, каждое небрежно спроектированное переходное отверстие будет вносить свой небольшой вклад в ухудшение сигнала, и в результате интерфейс может не заработать.

    Целостность сигнала

    Переходные отверстия (далее п/о, англ. via) представляют собой неоднородности в линии передачи. Как и другие неоднородности, они портят сигнал. Этот эффект слабо выражен на низких частотах, однако с увеличением частоты значительно возрастает. Часто разработчики уделяют незаслуженно мало внимания структуре переходных отверстий: они могут быть скопированы из «соседнего» проекта, взяты из даташита или вообще не заданы в САПР (настройка по умолчанию).

    Читайте также:  Расчет допустимого тока дорожки

    Перед тем как использовать рассчитанную структуру, необходимо понять, почему её сделали именно такой? Слепое повторение может только навредить.

    На целостность сигнала в канале при прохождении через переходные отверстия главным образом влияют следующие факторы:

    • отражения сигнала из-за изменения волнового сопротивления;
    • деградация сигнала вследствие паразитной ёмкости и индуктивности;
    • отражения от неиспользуемого отрезка п/о при переходе на внутренний слой (далее стаб от англ. via stub);
    • перекрёстные помехи (англ. Cross talks);
    • помехи в шинах питания.

    Рассмотрим подробнее причины этих эффектов и методы их устранения.

    Фактор 1. Волновое сопротивление п/о

    В идеально спроектированной плате волновое сопротивление не меняется на всем протяжении трассы, в том числе и при переходе на другой слой. В реальности это обычно выглядит примерно так:


    Рисунок 1. Изменение волнового сопротивления при переходе на другой слой.

    Чем лучше согласованы волновые сопротивления, тем меньше будет отражение сигнала. Как же повлиять на это?

    Рассмотрим структуру п/о на плате [1].


    Рисунок 2. Структура п/о на плате.

    Слой Элемент Свойство
    TOP Площадка п/о Паразитная ёмкость между площадкой и полигоном питания L2
    TOP-L2 отрезок п/о Индуктивность
    L2 (полигон питания) Антипад Антипад образует краевую ёмкость – емкость между стенками п/о и полигоном питания
    L2-L3 Отрезок п/о Индуктивность
    L3 (полигон питания) Антипад Антипад образует краевую ёмкость – емкость между стенками п/о и полигоном питания
    L3-L4 Отрезок п/о Индуктивность
    L4 (сигнальный) Площадка п/о Паразитная ёмкость между площадкой п/о и полигоном питания L3
    L4-L5 Стаб Источник шума

    Изменяя элементы п/о, мы изменяем волновое сопротивление перехода. Наша цель – согласовать импеданс переходной структуры с импедансом проводников для минимизации отражений. Рассмотрим, как изменится импеданс при изменении элементов структуры п/о.

    Элемент Действие Электрическое свойство Импеданс (результат)
    Площадка п/о C↓
    Диаметр п/о L↑
    Антипад C↓
    Длина п/о L↑
    Количество полигонов питания на пути п/о C↓
    Шаг п/о C↓
    Расстояние до возвратных п/о L↑
    Количество возвратных п/о L↓
    Заполнение отверстий Заполняем смолой (Dk↑) С↑

    Фактор 2. Паразитная индуктивность и ёмкость

    Проводники на печатной плате можно изготовить с волновым сопротивлением, лежащим в широком диапазоне, однако чаще всего это 50 Ом. С одной стороны, это связано с исторической преемственностью: импеданс 50 Ом был стандартизирован для коаксиальных кабелей как компромисс между уровнем нагрузки драйвера и потерей энергии сигнала. С другой стороны, 50-Омный проводник легко изготовить на типовой плате.

    Для разработчика важным является не столько конкретное значение волнового сопротивления, сколько его постоянство на всём протяжении линии передачи.

    Для того, чтобы сделать линию передачи с фиксированным значением волнового сопротивления, разработчик подбирает ширину дорожки и расстояние до опорного слоя, т.е. меняет погонную ёмкость и индуктивность линии передачи до определённой величины.

    В п/о индуктивная составляющая довольно значима. В первом приближении, мы должны, в рамках разумного, максимально снизить паразитную индуктивность, а затем менять параметры п/о для достижения заданной емкости, и соответственно импеданса.

    Чрезмерное уменьшение ёмкости п/о будет причиной локального повышения импеданса и, как следствие, отражений сигнала.

    Фактор 3. Via stub

    Что происходит, когда сигнал проходит через переходное отверстие со стабом?


    Рисунок 3. Переходное отверстие со стабом, резонанс на ¼ длины волны.

    В нашем примере сигнал распространяется сверху вниз со слоя Top. Дойдя до внутреннего сигнального слоя, сигнал разделяется: часть движется вдоль трассы на внутреннем слое, а часть продолжает движение вниз по переходному отверстию, затем отражается от слоя Bottom. После того, как отражённый сигнал достиг внутреннего слоя, он снова разделяется, часть движется вдоль трассы, а часть возвращается к источнику.

    Отражённый сигнал будет суммироваться с исходным и искажать его, что будет выражаться в сужении окна на глазковой диаграмме, и увеличении уровня вносимой потери (англ. Insertion Loss).

    В худшем случае, отрезок TD окажется равным ¼ длины волны сигнала, тогда отражённый сигнал достигнет трассы на внутреннем слое с задержкой в половину периода, наложившись на исходный сигнал в противофазе.

    При анализе целостности рекомендуется рассматривать полосу пропускания шириной 5 частот Найквиста. Хорошим приближением будет считать приемлемым стаб, дающий резонанс на 7 гармонике и выше [2].


    Рисунок 4. График уровня вносимых потерь для п/о со стабами 0, 0.65, 1.2 мм.

    На рисунке 4 изображён огромный резонанс на частотах около 24 ГГц. Мы можем сделать вывод, что, если наш сигнал работает на частоте 2–3 ГГц, мы можем себе позволить не устранять стаб, поскольку в пределах 7 гармоник «всё спокойно».

    Произвести быструю оценку критичности стаба можно в калькуляторе Polar:


    Рисунок 5. Изображение с сайта polarinstruments.com. Длина стаба 2.5 мм допустима для сигналов с временем нарастания более 500 пс.

    Чуть более точный результат дают формулы, приведённые в статье [2]. Они учитывают геометрию п/о и позволяют рассчитать поправку для диэлектрической проницаемости диэлектрика по оси Z.

    Устранить стаб можно с помощью операции «обратное высверливание» (англ. Backdrilling), либо используя микропереходы (англ. blind and buried vias). Выбор зависит от особенностей проекта. Обратное высверливание проще и дешевле. После изготовления платы, сверлом большего диаметра стаб высверливается на заданную глубину. От разработчика требуется задать дополнительные отступы топологии в зоне высверливания, а также доступно для производителя указать требования по высверливанию в конструкторской документации. Современные САПР поддерживают данный функционал.

    Микропереходы в первую очередь предназначены для плат высокой плотности (англ. HDI), однако в некоторых случаях их можно использовать, нивелировав дороговизну отказом от обратного высверливания и снижением количества слоёв на плате. При разработке плат HDI следует помнить некоторые особенности:

    • каждый новый тип п/о увеличивает стоимость платы;
    • для лазерного сверления используются специальные оптимизированные препреги, свойства которых могут отличаться;
    • металлизация глухих отверстий увеличивает толщину меди на внутренних слоях.

    Крайне рекомендуется заранее согласовать структуру платы с изготовителем.

    Фактор 4. Перекрёстные помехи

    Перекрёстные помехи – нежелательная передача сигнала из одной линии в соседнюю. Эта передача происходит, потому что два близко расположенных проводника имеют ёмкостную и индуктивную связь.

    Характер перекрёстных помех сигнальных проводников и п/о немного отличается.
    В п/о у сигнала нет опорного слоя, возвратные токи текут по соседним п/о, образуя большую петлю. Перекрёстные помехи сигналов в п/о обусловлены индуктивной составляющей.

    Наибольшего эффекта по минимизации перекрёстных помех можно достичь, увеличив расстояние между п/о. Однако часто тополог не располагает большим пространством.

    Сближение п/о в дифференциальной паре не только уменьшает занимаемую площадь, но и положительно сказывается на помехоустойчивости [3].

    Общепринятый способ по минимизации перекрёстных помех между соседними сигнальными п/о — поместить экранирующее п/о между ними. При таком способе потребуется вести сигналы с шагом около 2 мм (Рисунок 6). Если места недостаточно, можно использовать меньший шаг со сдвигом (англ. Staggered pattern), как на рисунке 7. С помощью моделирования можно подобрать идеальный угол сдвига [4].


    Рисунок 6. Минимизация перекрёстных помех с помощью экранирующего п/о.


    Рисунок 7. Минимизацию перекрёстных помех с помощью диагонального «шахматного» сдвига.

    Перекрёстные помехи можно также снизить экзотическими методами, например, длинным стабом (за счёт смещения индуктивно-ёмкостного баланса п/о) [5]. Также помехи можно уменьшить на стадии проектирования корпуса микросхемы [6].

    Фактор 5. Помехи в шинах питания

    Помимо соседних сигнальных цепей, на качество сигнала могут оказывать помехи из внутренних слоёв.

    По полигонам питания могут протекать большие токи. В силу увеличения индуктивности у краев полигонов, протекающие токи формируют краевые поля (англ. Fringing fields) по всем границам полигона, в том числе и в вырезах. Краевые поля являются источником электромагнитного излучения (англ. Edge-fired emission) в пространство. Для снижения эмиссии электромагнитного излучения, применяется правило 20H (Рисунок 8), который заключается в сужении полигона питания по отношению к полигону земли.


    Рисунок 8. Краевые поля и правило 20H.

    Для защиты п/о от помех, если есть возможность, необходимо увеличивать антипад на полигонах питания. Правило 20H для п/о обеспечить трудно, да и излишне, обычно рекомендуется антипад диаметром около 2 мм (Рисунок 9).


    Рисунок 9. Увеличенный антипад на слоях питания

    Расчёт импеданса одиночных переходных отверстий

    Основываясь на знаниях о влиянии элементов п/о на импеданс, мы можем спроектировать своё идеальное п/о. Отличным стартом будет расчёт импеданса в калькуляторе.

    У инженеров, связанных с разработкой печатных плат, популярны такие калькуляторы как Saturn PCB Design Toolkit и Polar Instruments Si9000e. Оба они позволяют быстро рассчитать импеданс одиночного п/о.

    Результат полученный в данных калькуляторах сильно отличается друг от друга. Это связано с тем, что у этих инструментов разный подход.

    Polar cчитает импеданс в двухмерной плоскости, где п/о пересекает полигон питания. Формулы расчёта не приведено. Опытным путём было установлено, что расчёт производится по формуле импеданса коаксиального кабеля:

    $z_0=\frac<138\frac<AP data-lazy-src=


    Рисунок 10. Изображение с сайта polarinstruments.com

    На иллюстрации указано достаточно низкое значение диэлектрической проницаемости Er1, по сравнению со стандартным. Это связано с неоднородностью структуры диэлектрика: он состоит из смолы (Er 3.2) и нитей стекловолокна (Er 6.1), поэтому имеет среднюю диэлектрическую проницаемость около 4.1. Это значение может довольно сильно локально изменяться. Так, вблизи п/о преобладает смола, поэтому значение диэлектрической проницаемости пересчитано в сторону уменьшения [7].

    Saturn PCB считает импеданс по формуле:

    $z_0=\sqrt<\frac<ViaInductance data-lazy-src=

    Сразу возникает вопрос: кому верить?

    Промоделируем в трёхмерном решателе электромагнитных полей (англ 3D Solver), как это будет выглядеть на реальной 8-слойной плате толщиной 1.6 мм (Рисунок 12)


    Рисунок 12. Структура перехода между слоями с отверстием для возвратного тока.

    В нашем случае импеданс получился около 70 Ом. Приблизив возвратное п/о, можно добиться снижения ещё на 5 Ом. «Поиграв» с размером антипада, можно довольно точно подогнать импеданс к целевому значению (Рисунок 13).


    Рисунок 13. Импеданс цепи с п/о на временной диаграмме.

    В частотной области «лучшие» параметры выражаются в меньшем значении коэффициента отражения от входа (Рисунок 14).


    Рисунок 14. Параметры одиночных п/о в частотной области.

    Расчёт Polar оказался ближе к полученному результату. Возможно, для получения адекватного результат в Saturn PCB, требуется ввести поправки. Если у кого-то есть положительный опыт расчёта импеданса в Saturn, поделитесь в комментариях!

    Расчёт импеданса дифференциальных переходных отверстий

    Расчёт дифференциальных п/о аналогичен одиночным, за исключением того, что теперь у нас нет калькулятора: указанные выше инструменты не считают дифференциальные п/о. Также, теперь мы можем дополнительно изменять шаг п/о в диф. паре.

    Структуру возьмём ту же: 8-слойную плату толщиной 1.6 мм. Рассмотрим 9 конфигураций п/о (Рисунок 15).

    Первые 3 п/о имеют зазоры 0.125 мм и отличаются лишь расположением отверстий для возвратного тока. Все п/о с 4 и далее имеют шаг 1 мм. П/о с 6 и далее имеют увеличенный антипад (0.250 мм) и отличаются отступом отверстий для возвратного тока.


    Рисунок 15. Переходные отверстия.

    Рассмотрим график импеданса (Рисунок 16).


    Рисунок 16. Импеданс п/о во временной области.

    На графике хорошо виден «горб», который соответствует вертикальному отрезку п/о — «стакану» (англ. Via barrel).

    Рассмотрев частотную зависимость коэффициента отражения VIA1-3 (Рисунок 17), видим, что несмотря на хорошие показатели на целевой частоте 6 ГГц, имеется резонанс на более низких частотах. Предпочтительней улучшить via7-9, а если не получится, то via4-5, чтобы уменьшить «горб» за счёт сдвига графиков вправо.


    Рисунок 17. Коэффициент отражения от входа п/о.

    Уменьшим антипад у VIA9, чтобы получить зазоры 0.125 мм. Для VIA4 уменьшим шаг п/о до 0.75 мм и рассмотрим полученный результат (Рисунок 18).


    Рисунок 18. Сравнение импеданса модифицированных п/о.

    В частотной области виден сдвиг графика коэффициента отражения от входа вправо (Рисунок 19).


    Рисунок 19. Сравнение коэффициента отражения модифицированных п/о.

    Заключительные рекомендации

    Переходные отверстия в печатных платах — это сложная и неоднородная структура. Для корректного расчёта параметров необходимы дорогие 3D решатели, компетенции и значительные затраты времени.

    Если нет возможности избежать использования переходов критических сигналов на другие слои, необходимо прежде всего оценить степень влияния возникших неоднородностей на целостность сигналов. Если неоднородность электрически короткая (время задержки менее 1/ 6 фронта), стаб резонирует на частотах, находящихся за пределами полосы пропускания — нет смысла тратить время и деньги на оптимизацию.

    В первом приближении удобно использовать готовые структуры из даташитов или предыдущих плат, но помнить об особенностях текущего проекта.

    Калькуляторы позволяют быстро оценить параметры п/о, однако используют сильно упрощённые модели, негативно влияющие на результат.

    Источник