Меню

Только малошумящие стабилизаторы напряжения

Только малошумящие стабилизаторы напряжения

_________________
Люди не изобретают, люди вспоминают. (gray Az)
— Мир потрясают те, кто втоптан в грязь. С Олимпа можно лишь метать молнии. (с)

_________________
Прибор, защищённый предохранителем, сгорает первым, защитив предохранитель. Закон Мерфи.

JLCPCB, всего $2 за прототип печатной платы! Цвет — любой!

Зарегистрируйтесь и получите два купона по 5$ каждый:https://jlcpcb.com/cwc

Сборка печатных плат от $30 + БЕСПЛАТНАЯ доставка по всему миру + трафарет

_________________
Люди не изобретают, люди вспоминают. (gray Az)
— Мир потрясают те, кто втоптан в грязь. С Олимпа можно лишь метать молнии. (с)

Обобщив богатый опыт и ноу-хау в сфере силовой электроники, компания Infineon представляет CoolSiC™ MOSFET. Мы сделали подборку статей о технологии CoolSiC™, которая поможет вам вывести КПД и надёжность ваших устройств силовой электроники на высочайший уровень!

gray Az
Я ради интереса посмотрел уровень шума на выходе стандартного стабилизатора типа L7815C. Он составляет 90 мкВ в диапазоне частот от 10 Гц до 100 кГц. Для сравнения, уровень шума стабилитрона КС215Ж на частоте 100 кГц составляет около 3 мВ при минимальном токе стабилизации. При номинальном токе стабилизации шум будет где-то на порядок меньше. Таким образом, уровень шума на выходе линейного стабилизатора примерно соответствует уровню шума отдельных элементов, и его вряд ли можно уменьшить, если применять обычную элементную базу. Конечно, можно попробовать собрать стабилизатор на радиолампах.

В связи с этим вопрос: может быть Вам нужна схема прецизионного источника питания (с минимальными отклонениями выходного напряжения), а не малошумящего?

SoC BlueNRG-LP — новая микросхема от STMicroelectronics со встроенным микроконтроллером Cortex®-M0+ и приемопередатчиком BLE. В данной статье мы рассмотрели режимы пониженного потребления и программную поддержку пониженного энергопотребления в программном пакете BlueNRG-LP DK, процедуру обновления прошивки по эфиру с помощью специального BLE-сервиса, особенности работы UART-загрузчика с функцией защиты памяти, и другое.

Поставить пару обычных интегральных стабилизаторов 7815, 7915 (или 78L15, 79L15 при малом токе нагрузки). На выходе, может, поставить конденсаторы побольше, например 100 мкФ, вместе с керамикой 0,1 мкФ, может шумов будет поменьше (но это надо пробовать). Обязательно ставить защитные диоды при большой емкости конденсаторов на выходе.

Существуют малошумящие, типа Low Noise или Ultra Low Noise, но они либо на маленькие напряжения, либо я не знаю для них пары на отрицательное напряжение.

M5230 есть в Москве в Чип-Дипе, 170 руб.

Нужен именно малошумящий.
цитирую:
L7815
Output Noise Voltage B =10Hz to 100KHz TJ = 25°C — max 40 μV/VO
http://www.datasheetcatalog.org/datashe . gclc3y.pdf

M5230
Output Noise Voltage B =10Hz to 100KHz TJ = 25°C — typ 12 μV/VO
http://www.datasheetarchive.com/M5230+FP-datasheet.html

т.е. при усилении, например, с коэффициентом 100 во что это выльется?
Причем L7815 однополярная, т.е. прибавить еще 40 мкВ со второго плеча, а М5230 это с двух плеч шум, вроде.

Я английский только с переводчиком и в радиоэлектронике только название деталей знаю, так что если гдето ошибаюсь не пинайте сильно

_________________
Люди не изобретают, люди вспоминают. (gray Az)
— Мир потрясают те, кто втоптан в грязь. С Олимпа можно лишь метать молнии. (с)

Ладно, правильность постановки задачи обсуждать не буду, так как не владею всей исходной информацией, хотя у меня и остаются сомнения насчёт необходимости применения именно малошумящих стабилизаторов.

L7815 без суффикса «C» имеет бОльший уровень шумов: 40 мкВ, отнесённых к выходному напряжению. Т.е. при выходном напряжении 15 В имеем напряжение шума 600 мкВ. Для L7815C напряжение шума 90 мкВ.

Не знаю, почему у Вас будет усиливаться шум источника питания, но для подавления шума можно применить частотную коррекцию. И вообще, не понятно, почему у Вас сигнал завязан с источником питания. Например, работа дифференциальных усилителей практически не зависит от колебаний напряжения источника питания.

ПРИСТ расширяет ассортимент

Но, сцуко, дорого, первая около 50 грн, а вторая 35 грн.
Бум искать с перламутровыми пуговицами.

А вот сайт для подбора микросхем по некоторым параметрам http://www.ti.com/lsds/ti/analog/powerm . ortal.page

_________________
Люди не изобретают, люди вспоминают. (gray Az)
— Мир потрясают те, кто втоптан в грязь. С Олимпа можно лишь метать молнии. (с)

Часовой пояс: UTC + 3 часа

Кто сейчас на форуме

Сейчас этот форум просматривают: Agaev, Nneon и гости: 57

Источник



Малошумящий стабилизатор напряжения

Для ознакомления с полноценным материалом, согласитесь и скачайте:

Содержание:

  • 1 Область применения
  • 2 Основные характеристики
  • 3 Электрическая схема
  • 4 Описание
  • 4.1 Пояснения к выбору элементной базы
  • 4.2 Расчет номиналов
  • 5 Типовые характеристики
  • 6 Преимущества и недостатки, существующие аналоги в интегральном исполнении
  • Список литературы

Аннотация

В данной работе предложена схема малошумящего линейного стабилизатора напряжения с указанием используемых компонентов и номиналов для ряда часто используемых напряжений и токов. Также приводится порядок расчета для произвольного выходного напряжения и номинального тока.

Основными особенностями предлагаемого решения являются сверхнизкий шум, широкий диапазон выходных напряжений и токов, достаточно высокое подавление пульсаций (PSRR) в большом частотном диапазоне.

Схема ориентирована на применение в задачах, где требования к уровню шума питания превышают характеристики стандартных линейных стабилизаторов. Как правило, обычные линейные стабилизаторы, выполненные в виде микросхем, имеют спектральную плотность шума около 100..300nV/√Hz. Предлагаемое решение позволяет получить менее 1 nV/√Hz при занимаемой площади 1 около 200 mm 2 и стоимости 2 60-120 рублей.

1 Для транзисторов в корпусе SOT-23, микросхемы опорного напряжения в корпусе TSSOP-8, резисторов и конденсаторов в корпусе 0603, конденсаторов 47µF в корпусе “A”.

2 Стоимость компонентов по базе www.efind.ru на 2010г.

1 Область применения

2 Основные характеристики

3 Электрическая схема

Здесь был рисунок

Рис. 1: Схема стабилизатора напряжения

На рисунке 1 изображена схема стабилизатора напряжения, состоящая из микросхемы опорного напряжения (Voltage Reference) DA1, RC-фильтра (RF, CF), входного дифференциального каскада (RС, VT1, VT2, RЕ), выходного каскада (VT3, r), обратной связи (R1, R2, CFB), выходного конденсатора CO, Ci. VREF — опорное напряжение, VCC — входное питание схемы, VOUT — выходное напряжение питания при номинальном токе нагрузки IO. Ниже приведены используемые компоненты, в таблице 1 указаны номиналы для ряда выходных напряжений и токов.

Читайте также:  Реле напряжения обратной связи

для VOUT 5V VREF=3.3: REF196GRUZ (Analog Devices);

VT1; VT2: BC849C (NXP);

VT3: PBSS4021PT (NXP);

RF: для номинальных токов IO Таблица 1: Номиналы компонентов и значеия напряжений для схемы на рис. 1

VOUT @ IO* 1.8V @ 50 mA 1.8V @ 150mA 3.3V @ 50 mA 3.3V @ 100mA 4V @ 75 mA 5V @ 50 mA 5V @ 100 mA 5V @ 500 mA 8V @ 150 mA RC, Ω 300 330 620 300 330 620 300 51 330 RE, Ω 110 110 560 270 270 560 270 43 510

3 ) на средних частотах (когда еще не работает СO). Таким образом, должны выполняться условия:

Здесь был рисунок

где IREFmax — максимальный ток источника опорного напряжения, IE — общий ток дифференциального каскада (2.5-30 mA, см. раздел 4.2.3 на с. 7), fCo — верхняя частота среза PSRR (в данном случае 100-400kHz). Примененные в схеме транзисторы BC849C имеют hFE = 500 (typ.), fT = 100 MHz.

3 Подавление пульсаций питания

4.1.2 Транзистор VT3

Во-первых, транзистор VT3 должен обладать низким напряжением насыщения VCEsat при больших токах коллектора. В противном случае на нем будет рассеиваться слишком большая мощность. Во-вторых, он должен обладать большим коэффициентом усиления hFE, чтобы не нагружать дифференциальный каскад. В-третьих, граничная частота fT у него должна быть не меньше, чем у транзисторов VT1, VT2.

Здесь был рисунок

где IO — номинальный выходной ток стабилизатора, IE — ток дифференциального каскада. Примененный в схеме транзистор PBSS4021PT имеет VCEsat = 115 mV (typ.) при токе коллектора 1A и токе базы 10mA; hFE = 400 (typ.), fT = 155 MHz.

4.1.3 Источник опорного напряжения DA1

Максимальный выходной ток источника опорного напряжения должен быть выше тока базы транзистора VT1, а шум достаточно низким, чтобы на требуемой частоте с помощью RC-фильтра обеспечить подавление, сравнимое с собственным шумом стабилизатора на средних частотах.

Здесь был рисунок

где ФREF — спектральная плотность шума опорного сигнала, fL — требуемая нижняя граничная частота PSRR, ФO — спектральная плотность шума стабилизатора на средних частотах. При RF=1 kΩ , CF = 47 µF, fL = 1kHz, ФO= 1 nV/√Hz получим ФREF должен быть менее 300 nV/√Hz @ 1kHz. Это выполняется для большинства источников опорного напряжения.

При необходимости источник опорного напряжения можно заменить на резисторный делитель. Это существенно уменьшит стоимость, но в таком случае для обеспечения требуемого PSRR на низких частотах следует значительно увеличить емкость СF до сотен микрофарад.

4.2 Расчет номиналов

Исходными данными для приведенных ниже расчетов являются выходное напряжение VOUT, номинальный ток IO, максимальный ток IOmax (будем считать IOmax 4 . Поэтому до тока 200 mA можно принять VCC = VO + 0.5 V.

4.2.3 RC и RE дифференциального каскада.

Сначала следует рассчитать ток дифференциального каскада IE. Он должен быть достаточным для управления транзистором VT3. Следовательно,

Здесь был рисунок

где hFE — коэффициент усиления транзистора VT3. С другой стороны слишком большое значение IE нежелательно, т.к. увеличивает собственное потребление схемы. При достаточном запасе напряжения коллектор-эммитер транзистора VT3 его hFE = 400, поэтому примем

Здесь был рисунок

Определив ток IE , найдем значение RE:

Здесь был рисунок

где 0.6 V — напряжение база-эммитер транзисторов VT1, VT2. Сопротивление RC расчитывается по формуле:

Здесь был рисунок

где 0.65 V — напряжение база-эммитер транзисторов VT3.

Граничная частота фильтра расчитывается таким образом, чтобы удовлетворить выражению 1 на с. 5. Большое значение RF выбирать не желательно, т.к. увеличивается погрешность выходного напряжения за счет тока базы транзистора VT1. Для заданной погрешности 1% необходимо

Здесь был рисунок

где hFE — коэффициент усиления транзистора VT1. С учетом выражения 4 и значения hFE = 500 напишем

Здесь был рисунок

Для выходного тока менее 300 mA достаточно принять RE = 1 kΩ. На конденсатор CF существенных требований не накладывается, его ESR практически не влияет ни на шум, ни на PSRR, т.к. даже в случае нескольких десятков Ом шум такого сопротивления будет ниже основной полки на выходе.

При значениях шума опорного источника ФO и нижней граничной частоты fL, указанных в разделе 4.1.3 на с. 5, в соответствии с выражением 1 емкость CF должна быть не менее 47 µF.

Здесь был рисунок

Рис. 3: Подавление пульсаций (PSRR)

4.2.5 Конденсатор обратной связи по переменному току CFB

Конденсатор CFB служит для увеличения PSRR на средних частотах и снижения уровня шума за счет повышения коэффициента обратной связи по переменному току (рис. 3). Нижняя граничная частота определяется выражением:

Здесь был рисунок

Таким образом, учитывая выражение 2 на с. 6 для fL= 100 Hz и RF= 1 kΩ имеем CFB >> 1.6 µF. В схеме использован номинал 10 µF.

4.2.6 Выходной конденсатор CO

Выходной конденсатор CO обеспечивает подавление пульсаций на высоких частотах. Рекомендуется полимерный конденсатор емкостью не менее 10 µF с низким ESR (не более 0.1 Ω @ 400 kHz) параллельно с керамическим конденсатором C1 X5R 2.2-4.7 µF. Использование полимерного конденсатора позволяет значительно увеличить PSRR вблизи fCo для вариантов стабилизатора с номинальными выходными токами более 150-200 mA. Для вариантов стабилизаторов с меньшими токами конденсатор CO можно не ставить, ограничившись конденсатором C1 (2.2-4.7µF).

Для дополнительного подавления на высоких частотах, а также обратного влияния высокочастотной импульсной нагрузки на цепь VCC

Здесь был рисунок

Рис. 4: Дополнительная фильтрация выхода

В качестве индуктивности LO можно использовать фильтр BLM21PG331SN1 (Murata Manufacturing). Его эквивалентная индуктивность на низких частотах составляет около 0.25 µН. ESR выходного конденсатора практически не влияет на спектральную плотность шума на выходе, но расширяет шумовую полку, увеличивая интегральный шум.

Таблица 2: Характристики приведенных в таблице 1 схем

Здесь был рисунок

5 Типовые характеристики

В таблице 2 приведены результаты моделирования основных характеристик схем, приведенных в таблице 1 на с. 3.

На рисунках 5, 6 отображены результаты моделирования спектральной плотности шума на выходе стабилизатора для вариантов 5V @ 100mA и 5V @ 500mA соответственно при разных токах нагрузки — холостом ходе, номинальном и максимальном токе. Из графиков следует, что увеличение тока нагрузки практически не влияет на уровень выходного шума.

Здесь был рисунок

Рис. 5: Спектральная плотность шума в dBV/√Hz (RMS) от частоты в kHz (вариант 5V @ 100mA)

Здесь был рисунок

Рис. 6: Спектральная плотность шума в dBV/√Hz (RMS) от частоты в kHz (вариант 5V @ 500mA)

На рисунках 7, 8 отображены результаты моделирования подавления пульсаций (PSRR) от частоты при разных выходных токах для вариантов 5V@100mA и 5V@500mA соответственно. В первом варианте использован только выходной керамический конденсатор C1 емкостью 2.2 pF . Во втором случае — параллельное включение полимерного конденсатора емкостью 10 pF и керамического — 2.2 pF.

Здесь был рисунок

Рис. 7: Подавление пульсаций -PSRR в dB от частоты в kHz (вариант 5V @ 100mA при

Здесь был рисунок

Рис. 8: Подавление пульсаций -PSRR в dB от частоты в kHz (вариант 5V @ 500mA при СOCO1C1

На рисунках 9, 10, 11 представлены результаты моделирования зависимости выходного напряжения от тока нагрузки. Для номиналов, указанных в таблице 1 на с. 3 точка перегиба находится гораздо дальше 2IO, но следует учитывать, что при дальнейшем увеличении выходного тока снижается подавление пульсаций и увеличивается уровень шума.

Здесь был рисунок

Рис. 9: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах (вариант 5V @ 100mA)

Здесь был рисунок

Рис. 10: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах в широком диапазоне токов (вариант 5V @ 100mA)

Здесь был рисунок

Рис. 11: Зависимость выходного напряжения в вольтах от выходного тока в амперах (вариант 5V @ 500mA)

На рисунке 12 изображена спектральная плотность собственного шума измерительного тракта при короткозамкнутом входе, а на рисунке 13 — с выхода стабилизатора. Разница практически не заметна. Это означает, что шум стабилизатора по крайней мере на 10 dB меньше собственного шума измерительного оборудования, т.е. не более 3 nV/√Hz.

Здесь был рисунок

Рис. 12: Спектральная плотность собственного шума измерительного тракта в dBV/√Hz (RMS) от частоты в Hz (при короткозамкнутом входе)

Здесь был рисунок

Рис. 13: Спектральная плотность шума на выходе в dBV/√Hz (RMS) от частоты в Hz (вариант 5V @ 100mA)

6 Преимущества и недостатки, существующие аналоги в интегральном исполнении

В таблице 3 приведены наиболее малошумящие линейные стабилизаторы в интегральном исполнении. Из приведенных выше микросхем следует отметить две, выпущенные в этом году, — LP5900 и HMC860. Они обладают самым низким шумом из серийно выпускаемых стабилизаторов в интегральном исполнении. Они имеют небольшую площадь (даже с учетом требуемой обвязки) и по характеристикам подходят для большинства задач, требующих малошумящего питания.

Таблица 3: Малошумящие линейные стабилизаторы в интегральном исполнении

Здесь был рисунок

Но встречаются и такие, которые они не перекрывают:

  • Более высокий выходной ток. Пример: в синтезаторах частот применяются высокочастотные микросхемы DDS (например, AD9912) с низким фазовым шумом. Для обеспечения оптимальных характеристик требуется питание 1.8 V при токе до 250 mA со спектральной плотностью шума не более 10-20 nV/√Hz.
  • Более высокое выходное напряжение. Пример: для широкополосных усилителей, применяемых в синтезаторах частот для буферизации, распределения и усиления формируемого сигнала, часто требуется питание выше 5 V. При этом для обеспечения низкого фазового шума необходим малошумящий источник питания. В таких случаях предложенная схема позволяет решить проблему. В таблице 4 отображены преимущества и недостатки предложенного решения относительно современных малошумящих стабилизаторов в интегральном исполнении.

    Таблица 4: Сравнительные характеристики предложенной схемы и современных малошумящих стабилизаторов в интегральном исполнении

    Здесь был рисунок

    *Зеленым отмечены преимущества, красным — недостатки

    Существую также малошумящие линейные стабилизаторы, выполненные на основе дискретных компонентов. Например, в статье [3] приведена схема такого решения. Однако, занимаемая площадь на печатной плате настолько велика, что применение этого решения вряд ли целесообразно. Другая схема приведена в работе [1]. Это, пожалуй, наиболее близкий аналог. Но у этой схемы есть два недостатка. Первый — отсутствует обратная связь по переменному току, что приводит к более высокому уровня шума за счет сопротивления резисторов в обратной связи. Второй — коллектор плеча дифференциального усилителя подключен только к базе выходного транзистора, это существенно ухудшает частотные характеристики, и, как следствие, PSRR на высоких частотах. Еще один вариант предложен компанией Maxim Integrated Products на базе малошумящего операционного усилителя [4]. В целом интерес к сверхмалошумящим источникам питания за последнее время не только не упал, но и, пожалуй, даже вырос. В пользу этого заключения можно привести следующие факты:

  • Для современных линейных стабилизаторов обязательным параметром, приводимым в документации, является спектральная плотность шума (ранее приводился только интегральный шум).
  • У многих производителей появился специальный раздел под названием “Ultra Low Noise Voltage Regulators”.
  • Микросхемы, вышедшие в этом году, имеют шум в 100 раз ниже, чем ранее, при практически том же уровне технологии.
  • Предлагаются новые схемотехнические решения, ориентированные на интегральное исполнение [5, 6]. Например, на основе результатов, полученных в работе [2] была выпущена замечательная микросхема LP5900.

    Это объясняется тем, что появились компоненты с потенциально очень высокими характеристиками, качество питания которых оказывается существенным фактором. Это, например, в полной мере относится к сверхмалошумящим опорным генераторам компании Wenzel, для питания которых при тестировании используются химические источники питания с плотностью шума менее 1 nV/√Hz. То же самое относится и к высокочастотным микросхемам DDS, делителям частоты, усилителям тактового сигнала, цифровым фазовым детекторам, активным петлевым фильтрам.

    Список Литературы

    [1] Vaclav Papez, Stanislava Papezova, “Low Noise DC Power Supplies”, XIX IMEKO World Congress Fundamental and Applied Metrology, Lisbon, Portugal, September 6-11, 2009

    [2] Mannama, V.; Sabolotny, R.; Strik, V.; «Ultra low noise low power LDO design», Baltic Electronics Conference, 2006 International, vol., no., pp.1-4, 2-4 Oct. 2006

    [3] Isaac Sibson, “Precision Voltage Regulation for Ultra-low Noise Applications”, AN51, Zetex Semiconductors, Issue 1 — October 2007

    [4] “Ultra-Low-Noise LDO Achieves 6 nV/ VHz Noise Performance”, App. Note 3657, Maxim Integrated Products, Dec. 22, 2005

    [5] Liu Zhiming, Fu Zhongqian, Huang Lu and Xi Tianzuo, «A 1.8 V LDO voltage regulator with foldback current limit and thermal protection», Journal of Semiconductors, Volume 30, Number 8, 2009

    [6] Jianping Guo Ka Nang Leung, «A sub-1pA improved-transient CMOS low-dropout regulator without minimal ESR requirement», TENCON 2009 — 2009 IEEE Region 10 Conference, 23-26 Jan. 2009

    Источник

    Малошумящие LDO стабилизаторы Analog Devices

    Малошумящие LDO стабилизаторы Analog Devices Малошумящие LDO стабилизаторы Analog Devices

    Компания Analog Devices производит широкую линейку микросхем линейных регуляторов напряжения. Они обладают очень низким падением напряжения, быстрой переходной характеристикой, отличной стабилизацией напряжения нагрузки, а также очень широким диапазоном входных напряжений. Выходные токи варьируются от 100 мА до 10 А, с одним и несколькими выходами.
    Во многих случаях к применяемому LDO-стабилизатору предъявляются жесткие требования по уровню шума на выходе. Это касается в первую очередь приложений работающих с аналоговыми сигналами малых амплитуд, в медицинской технике (термометры, аппараты ЭКГ, носимые мониторы и пр.), а также в системах безопасности и видеонаблюдения.
    В малошумящих линейных регуляторах напряжения Analog Devices используется уникальная архитектура, обеспечивающая лучший в своем классе среднеквадратичный шум и сверхвысокие характеристики PSRR (подавление пульсаций питающего напряжения). Большинство серий малошумящих LDO регуляторов не требуют применения электролитического конденсатора и разработаны для работы с керамическими конденсаторами 1 мкФ на входе и выходе.
    Типовая схема включения линейного регулятора напряжения ADP150 показана на рисунке 1.


    Рис. 1 Типовая схема включения ADP150

    ADP150 — линейный стабилизатор со сверхнизким шумом (9 мкВ) и малым падением напряжения, который работает в диапазоне входных напряжений от 2,2 В до 5,5 В и обеспечивает выходной ток до 150 мА. ADP150 доступен в 14 вариантах фиксированного выходного напряжения в диапазоне от 1,8 В до 3,3 В.

    Уровень шума лучших образцов составляет всего 1.6 микровольта (!), причем это значение не зависит от величины входного напряжения.
    Все стабилизаторы снабжены защитой от короткого замыкания и перегрева, что предотвращает выход устройства из строя при неблагоприятных условиях эксплуатации.

    В таблице 1 приведены технические параметры основных серий малошумящих LDO-стабилизаторов Analog Devices.

    Наименование компонента Количество выходов Входное напряжение, V Выходной ток, A Выходные напряжения, V Ток покоя, µA Уровень шума, µVrms Прямое падение, mV
    ADP150 1 2.2 … 5.5 0.15 1.8, 2.5, 2.6, 2.75, 2.8, 2.85, 3.0, 3.3 10 9 105
    ADP151 1 2.2 … 5.5 0.2 1.1, 1.2, 1.5, 1.8, 2.1, 2.5, 2.6, 2.75, 2.8, 2.85, 3.0, 3.3 10 9 140
    ADP170 1 1.6 … 3.6 0.3 1.2, 1.25, 1.5, 1.8, 2.5, 2.8 23 30 66
    ADP172 1 1.6 … 3.6 0.3 0.9, 1, 1.2, 1.26, 1.5, 1.65, 1.7, 1.8, 2.1, 2.9, 3 23 30 50
    ADP1740 1 1.6 … 3.6 2 0.75, 1.0, 1.1, 1.2, 1.3, 1.5, 1.8, 2.5 90 23 160
    ADP1741 1 1.6 … 3.6 2 Регулируемый 90 23 160
    ADP1752 1 1.6 … 3.6 0.8 0.75, 1.0, 1.1, 1.2, 1.25, 1.5, 1.8, 2.5 90 23 140
    ADP1753 1 1.6 … 3.6 0.8 Регулируемый 90 23 140
    ADP1754 1 1.6 … 3.6 1.2 0.75, 1.0, 1.1, 1.2, 1.3, 1.5, 1.8, 2.5 90 23 200
    ADP1755 1 1.6 … 3.6 1.2 Регулируемый 90 23 200
    ADP1761 1 1.1 … 1.98 1 0.9, 0.95, 1, 1.1, 1.2, 1.25, 1.3, 1.5 4500 2 30
    ADP1762 1 1.1 … 1.98 2 0.9, 0.95, 1, 1.1, 1.2, 1.25, 1.3, 1.5 4500 2 62
    ADP1763 1 1.1 … 1.98 3 0.9, 0.95, 1, 1.1, 1.2, 1.25, 1.3, 1.5 4500 2 95
    ADP1764 1 1.1 … 1.98 4 0.85, 0.9, 0.95, 1.0, 1.1, 1.2, 1.25, 1.3, 1.6 5000 2 47
    ADP1765 1 1.1 … 1.98 5 0.85, 0.9, 0.95, 1.0, 1.1, 1.2, 1.25, 1.3, 1.5 5000 2 59
    ADP7102 1 3.3 … 20 0.3 1.5, 1.8, 2.5, 3.0, 3.3, 5.0, 9.0 400 15 200
    ADP7104 1 3.3 … 20 0.5 1.5, 1.8, 2.5, 3.0, 3.3, 5.0, 9.0, Регулируемый 400 15 350
    ADP7105 1 3.3 … 20 0.5 1.8, 3.3, 5.0, Регулируемый 400 15 350
    ADP7112 1 2. … 20 0.2 1.8, 2.5, 3.3, 5 50 11 200
    ADP7118 1 2.7 … 20 0.2 1.8, 2.5, 3.3, 5 50 11 200
    ADP7142 1 2.7 … 40 0.2 1.8, 2.5, 3.3, 5, Регулируемый 50 11 200
    ADP7156 1 2.3 … 5.5 1,2 1.2, 1.8, 2.5, 2.8, 3.0, 3.3 4000 1.6 120
    ADP7157 1 2.3 … 5.5 1,2 Регулируемый 4000 1.6 120
    ADP7158 1 2.3 … 5.5 2 1.2, 1.8, 2.5, 2.8, 3.0, 3.3 4000 1.6 200
    ADP7159 1 2.3 … 5.5 2 Регулируемый 4000 1.6 200
    ADP7182 1 -28 … -2.7 0.2 -1.2, -1.5, -1.8, -2.5, -3, 5, -5 33 18 185
    ADP7183 1 -5.5 … -2 0.3 -0.5, -1, -1.2, -1.5, -1.8, -2.5, -3, -3.3, Регулируемый 600 4 130
    ADP7185 1 -5.5 … -2 0.5 -0.5, -1, -1.2, -1.5, -1.8, -2.5, -3, -3.3, Регулируемый 600 5 190

    Полный перечень линейных стабилизаторов Analog Devices, поставляемых Промэлектроникой.

    Новое поступление малошумящих LDO приведено в таблице:

    Источник