Трансформатор двухтактного преобразователя напряжения

Привет студент

Двухтактные преобразователи могут быть с самовозбуждением и с независимым возбуждением. В настоящее время в основном применяют преобразователи с независимым возбуждением, имеющие более высокий КПД. На практике применяют три основных схемы двухтактных преобразователей: с выводом нейтральной точки первичной обмотки трансформатора (со средней точкой), полумостовые и мостовые. Трансформатор, входящий в состав преобразователя имеет две идентичные первичные обмотки с числом витков W₁₁ = W₁₂ = W₁ и две идентичные вторичные обмотки с числом витков W₂₁ = W₂₂ = W₂.

Рассмотрим установившийся режим работы идеального преобразователя в случае безразрывных токов дросселя L при широтно-импульсном управлении транзисторами VT1 и VT2. При переводе СУ транзистора VT1 в режим насыщения к первичной обмотке W₁₁ трансформатора будет приложено напряжение источника энергии U₀.

В результате на зажимах вторичной обмотки W₂₁ появится ЭДС Е₂ с полярностью, обеспечивающей открытие диода VD1. При этом на интервале открытого состояния VT1 все остальные диоды и транзистор VТ2 будут закрыты.

Поскольку ЭДС Е₂ = U₀n₂₁ = U₀W₂/W₁, то к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное U₀n₂₁ — U_н. Под действием этого напряжения ток в обмотке дросселя L будет нарастать до линейному закону от минимального до максимального значения, соответствующего моменту времени t = γТ, когда СУ переведет транзистор VT1 в закрытое состояние.

На этом временном интервале осуществляется передача энергии в нагрузку, накопление энергии в дросселе L и подзаряд конденсатора С1. При этом напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, оказывается равным 2U₀. При запирании транзистора VT1 меняется полярность ЭДС на зажимах всех обмоток трансформатора, что приводит к запиранию диода VD1 и открыванию диода VD3. В результате к обмотке дросселя будет приложено напряжение, равное напряжению на нагрузке, и он будет отдавать ранее запасенную энергию в нагрузку и конденсатор С1 (пока ток дросселя будет больше тока нагрузки). При этом напряжение, приложенное к закрытым транзисторам VT1 и VT2, оказывается равным напряжению источника энергии U₀, так как трансформатор оказывается в режиме короткого замыкания (при отключенной первичной обмотки от источника энергии).

В момент t/T = 0,5 СУ переводит транзистор VT2 в открытое состояние, в результате чего первичная обмотка W₁₂ трансформатора (находящегося в режиме короткого замыкания) подключается к источнику энергии. Это приводит к резкому увеличению тока в обмотках W₂₂ и W₁₂ трансформатора. В момент, когда ток в обмотке W₂₂ достигает значения тока дросселя L, начинается процесс запирания диода VD3. На интервале 0,5Т ≤ t ≤ (0 5 + γ)Т транзистор УТ2 открыт и находится в режиме насыщения, а ток дросселя опять нарастает от минимального до максимального значения.

Регулировочная характеристика данного преобразователя имеет следующий вид: U_H = 2n₂₁γU₀.

Как видно из выражения, регулировочная характеристика данного преобразователя отличается от регулировочной характеристики однотактного преобразователя с прямым включением диода только множителем 2. Однако в последнем случае требуется два отдельных трансформатора, расчетная мощность каждого из которых в два раза меньше мощности трансформатора двухтактного преобразователя. Кроме того, следует помнить, что перемагничивание материала магнитопровода в однотактных преобразователях с прямым включением диода осуществляется по частному несимметричному циклу перемагничивания, тогда как в данном идеальном преобразователе перемагничивание осуществляется по частному симметричному циклу. Поэтому размеры трансформатора в двухтактном преобразователе будут меньшими по сравнению с размерами двух трансформаторов однотактных преобразователей.

Выражение для критического значения индуктивности L_кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки J_{н min} принимает для двухтактного преобразователя (или двух однотактных, работающих на общий фильтр) следующий вид:

Разница в работе будет заключаться в только том, что на интервалах закрытого состояния транзисторов оба диода на выходе преобразователя (VD1, VD2) будут открыты и через каждый из них будет замыкаться ток, равный половине тока дросселя. Например, широко применяемые в системах электропитания аппаратуры телекоммуникаций вольтодобавочные (стабилизирующие) преобразователи КВ-12/100 (КС-14/100) представляют собой рассматриваемый двухтактный преобразователь в варианте без диода VD3.

В реальных двухтактных преобразователях, работающих на частотах 20 кГц и выше, неодинаковое значение времени рассасывания избыточных носителей в транзисторах при их запирании приводит к тому, что приращение магнитного потока в трансформаторе на интервале открытого состояния одного транзистора отличается от приращения магнитного потока на интервале открытого состояния другого транзистора. В результате в двухтактных преобразователях может появиться так называемое одностороннее подмагничивание материла магнитопровода трансформатора. И, как результат, насыщение материала магнитопровода и короткое замыкание для источника энергии, приводящее к выходу из строя транзисторов. Другой причиной появления одностороннего подмагничивания является электрическая несимметрия схемы, возникающая, как правило, при низких уровнях выходного напряжения. Для того чтобы исключить явление одностороннего подмагничивания, приходится прибегать к существенному усложнению схемы управления в двухтактных преобразователях по сравнению с однотактными. С этой целью в схему управления вводится, например, устройство, следящее за средним значением токов транзисторов и при их разбалансировке обеспечивающее автоматическую коррекцию длительности включенного состояния транзисторов.

Рассмотренный преобразователь на практике применяется при относительно невысоких напряжениях источника энергии, так как напряжение, приложенное к закрытому транзистору, оказывается в два раза больше напряжения источника энергии. При высоком значении напряжения U₀ (в несколько сотен вольт) широко применяются полумостовые и мостовые схемы двухтактных преобразователей.

В полумостовом преобразователе параллельно источнику энергии с напряжением U₀ устанавливаются два последовательно соединенных между собой конденсатора с одинаковой емкостью. Первичная обмотка трансформатора TV1 включается между общей точкой этих конденсаторов и общей точкой транзисторов VT1 и VT2.

В идеальном преобразователе среднее значение напряжения на каждом из конденсаторов равно половине напряжения U₀. При переводе СУ, например, транзистора VT1 в режим насыщения напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора TV1, будет равно напряжению на конденсаторе С1. В результате ЭДС Е₂ на зажимах вторичной обмотки VT1 будет равна U₀n₂₁/2. При этом будут открыты диоды VD3 и VD6. Напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, равное сумме напряжения на конденсаторе С2 и ЭДС первичной обмотки TV1, будет равно напряжению U₀. Для того чтобы исключить интервалы, на которых оба транзистора открыты одновременно, длительности открытого состояния VT1 и VT2 должны быть меньше половины периода преобразования энергии. На интервалах открытого состояния VT1 (VT2) осуществляется передача энергии а нагрузку и ее накопление в дросселе L1 и конденсаторе С3. Кривые тока коллектора транзисторов, тока дросселя L1, напряжения на входе фильтра L1 С3 и напряжения на нагрузке по форме полностью совпадают с соответствующими кривыми. На интервалах выключенного состояния транзисторов открыты все четыре диода выходного выпрямителя и через каждый из них протекает ток, равный половине тока дросселя, при этом напряжение приложенное к закрытым транзисторам равно U₀/2. Регулировочная характеристика полумостового преобразователя (при его работе в режиме безразрывных токов дросселя L1) имеет следующий вид: U_H = γU₀n₂₁.

Выражение для критического значения индуктивности L_кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки I_{н min} принимает для полумостового преобразователя следующий вид:

Полумостовые преобразователи обычно применяются при выходной мощности до нескольких сотен ватт, так как с увеличением выходной мощности резко увеличиваются габаритные размеры конденсаторов C1, С2. Кроме того, при прочих равных условиях ток коллектора транзисторов в полумостовых преобразователях в два раза больше, чем в мостовых преобразователях, что приводит к большим потерям в них и к увеличению габаритов радиаторов охлаждения транзисторов.

В мостовом преобразователе при классическом, так называемом симметричном способе управления транзисторами СУ обеспечивает синхронную коммутацию диагональных транзисторов (VT1 и VT4 на интервале первой половины периода, а затем VT2 и VT3 на интервале второй половины периода преобразования энергии). При этом на интервале открытого состояния любой пары диагональных транзисторов напряжение, приложенное к первичной обмотке TV1 и к каждому из закрытых транзисторов в идеальном преобразователе равно напряжению источника энергии. В остальном работа мостового преобразователя при симметричном способе управления транзисторами подобна работе рассмотренных выше двухтактных преобразователей.

С ростом частоты работы преобразователя в случае симметричного способа управления транзисторами увеличиваются и потери в транзисторах при их включении. Это связано с тем что включение транзисторов (перевод их в режим насыщения) осуществляется при высоких напряжениях на них. Поэтому в паразитных выходных емкостях транзисторов (емкость сток-исток транзистора) запасается достаточно большая энергия, которая выделяется на транзисторах при их включении. Так, при уровне напряжения питания U₀ = 600 В (этот уровень напряжения, например, может быть в случае применения преобразователя в трехфазном выпрямителе с бестрансформаторным входом) на каждом из закрытых транзисторов мостового преобразователя будет напряжение U_си = 300 В. В этом случае при выходной емкости сток-исток С_си = 300 пФ и частоте работы преобразователя ƒ = 300 кГц средняя за период мощность Р_си, теряемая в транзисторе при его включении, оказывается равной Wƒ = C_сиU 2 _cиƒ/2 = 300 • 10 -12 • 300 2 • 300 • 10 3 /2 = 4, 05 Вт. Следовательно, на четырех транзисторах мостового преобразователя теряется мощность равная 16,2 Вт. Применение фазового способа управления транзисторами мостового преобразователя позволяет обеспечить включение его транзисторов при нулевом напряжении на них, т. е. исключить потери в них при включении. Сущность фазового способа управления транзисторами поясняется с помощью временных диаграмм u_зиi, представленных на рис. 1 На схеме рис. 1, а показаны выходные емкости транзисторов C1. C4 и диоды VD1. VD4, присущие самой структуре полевых транзисторов. Нумерация перечисленных элементов соответствует нумерации транзисторов. В цепь первичной обмотки трансформатора TV введен дроссель L. Как следует из временных диаграмм u_зиi (индекс i принимает значения соответствующие номерам транзисторов в схеме), включение транзисторов, образующих левую (VT1, VT2) и правую (VT3, VT4) «стойки» осуществляется в противофазе с небольшой задержкой t_зад включения одного транзистора относительно момента выключения другого транзистора данной стойки. Такая задержка необходима для исключения одновременного открытия обоих транзисторов одной стойки, что является коротким замыканием для источника энергии U₀. Причем длительность открытого состояния каждого из четырех транзисторов ПН неизменна и близка к половине периода преобразования энергии. Регулирование (стабилизация) выходного напряжения (напряжения на R_H) осуществляется за счет сдвига по фазе фронта включающих импульсов транзисторов одной стойки относительно включающих импульсов транзисторов другой стойки.

В интервале [0, t₁] открыты диагональные транзисторы VT1 и VT4, в результате ток i₁, равный сумме намагничивающего тока (тока холостого хода) трансформатора и тока дросселя: L1, приведенного к первичной обмoтке, втекает в начало первичной обмотки TV, открыт выходной диод VD5 и осуществляется передача энергии в нагрузку и ее накопление дросселями L1 и L. При этом напряжение на конденсаторах С2 и С3. равно напряжению U₀. В момент t₁ схема управления выключает VT4, вследствии чего ток i₁ начинает замыкаться по цепи: первичная обмотка TV (в том же направлении) — конденсатор С3 — открытый транзистор VT1 — дроссель L. Начинается быстрый процесс перезаряда конденсатора С3 и заряд конденсатора С4. За время, меньшее t_зад, напряжение на конденсаторе С3 уменьшается до нуля, а на конденсаторе С4 нарастает до U₀. После того как напряжение на С3 снизилось до нуля, открывается диод VD3 и ток i₁ далее замыкается через этот диод, так что к моменту t₂ — моменту открытия VT3 — напряжение на нем равно практически нулю, т. е. отсутствуют потери мощности при его открытии. В интервале [t₂, t₃] первичная обмотка TV и дроссель L оказываются закороченными диодом VD3 и транзистором VT1, так что ток в этой цепи практически не претерпевает изменений. В момент t₃ выключается транзистор VT1 и начинается быстрый перезаряд конденсатора С2 (и заряд конденсатора С1), так что за время, меньшее t_зад, напряжение на C2 спадает до нуля, после чего открывается диод VD2. До момента t₄ — момента открытия транзистора VT2 — ток, поддерживаемый дросселем L, замыкается через диоды VD2, VD3 и источник энергии U₀, т. е. энергия, запасенная этим дросселем, возвращается в источник. Включение VT2 также происходит без потерь мощности. На интервале [t₄, t₅] открыты VT2 и УТ3, ток i₁ меняет свое направление, открыт выходной диод VD6 и энергия передается от источника в нагрузку, а также запасается дросселями. Далее процессы в схеме протекают аналогичным образом.

Для исключения явления одностороннего подмагничивания трансформатора в полумостовых и мостовых ПН последовательно с первичной обмоткой трансформатора достаточно часто включается конденсатор. Такое введение конденсатора имеет место, например, в ПН блоков питания ПК, в выпрямителях ВБВ-60/25-3к.

На выходе любого из рассмотренных двухтактных преобразователей выходной выпрямитель может быть выполнен либо по однофазной мостовой схеме, либо по двухполупериодной схеме выпрямления. Однофазная мостовая схема выпрямления обычно применяется только при относительно высоких уровнях выходного напряжения (несколько десятков вольт и выше), так как характеризуется большими потерями в вентильном комплекте по сравнению с двухполупериодной схемой.

Используемая литература: Электропитание устройств и систем телекоммуникаций:
Учебное пособие для вузов / В. М. Бушуев, В. А. Демянский,
Л. Ф. Захаров и др. — М.: Горячая линия—Телеком, 2009. —
384 с.: ил.

Скачать реферат: У вас нет доступа к скачиванию файлов с нашего сервера. КАК ТУТ СКАЧИВАТЬ

Источник



Двухтактный преобразователь напряжения

Двухтактный преобразователь напряжения, собранный по схеме с общим эмиттером (рисунок 14.3), состоит из двух транзисторов VT₁ VT₂ и трансформатора, имеющего три обмотки: коллекторную (состоит из двух полуобмоток и ), базовую (состоит из двух полуобмоток и ) и выходную . Как и в однотактном преобразователе, коллекторная обмотка является первичной, а базовая — обмоткой обратной связи. Магнитопровод трансформатора выполняется из материала с прямоугольной петлей гистерезиса (рисунок 14.4,а); в качестве материала для магнитопровода используется пермаллой и ферриты различных марок. Делитель напряжения R₁ R₂ обеспечивает запуск преобразователя, поскольку при включении питающего напряжения U_ВХ на резисторе R₁ (рисунок 14.3) появляется небольшое падение напряжения (в среднем 0,7 В), минус которого приложен к базам транзисторов. Это напряжение выводит рабочую точку транзистора в область больших токов, обеспечивая самовозбуждение генератора. Конденсатор С₁ повышает надежность процесса самовозбуждения. Емкость C₁ подбирается экспериментально; значение ее находится в пределах от 0,1 до 2 мкФ.

Рисунок 14.3. Двухтактный полупроводниковый преобразователь напряжения, собранный по схеме с общим эмиттером

Рисунок 14.4 — К принципу действия двухтактного преобразователя напряжения

а —петля гистерезиса магнитопровода импульсного трансформатора; б —диаграммы напряжений, магнитного потока и токов в схеме

Принцип работы схемы двухтактного преобразователя стоит в следующем. При включении напряжения питания U_ВХ падение напряжения на R₁ откроет оба транзистора VT₁ и VT₂, при этом вследствие разброса параметров транзисторов токи i_К1 и i_К2, протекающие по ним, не могут быть совершенно одинаковыми. Допустим i_К1 > i_К2, при этом в магнитопроводе трансформатора возникнет магнитный поток, направление которого определяется преобладающим током коллектора i_К1 (рисунок 14.3, направление i_К1 показано плотными стрелками). Этот поток наводит ЭДС на всех обмотках трансформатора (рисунок 14.3, знаки без скобок), причем ЭДС, наводимая в базовых полуобмотках w_Б1, w_Б2, со­здаст на базе VT₁ «минус», а на базе VT₂ «плюс», что приведет к еще большей разнице в токах i_К1 и i_К2. Благодаря положительной обратной связи в схеме процесс открытия VT₁ и закрытия VT₂ протекает лавинообразно и весьма быстро приводит транзистор VT₁ в режим насыщения. К полуобмотке w_К1 окажется приложенным напряжение

где U_КЭ1нас — падение напряжения на открытом транзисторе VT₁.

Транзистор VT₁ будет открыт до тех пор, пока магнит­ный поток трансформатора не достигнет значения Ф_S (поток насыщения). Как видно из рисунка 14.4,а, при прямоугольной петле гистерезиса трансформатора магнитный поток далее почти не изменяется, оставаясь практически постоян­ным, а, как известно из теории трансформаторов, при постоянном магнитном потоке в обмотках трансформа­тора ЭДС наводиться не может. По этой причине в момент достижения магнитным потоком значения Ф_S исчезают (или становятся весьма малы) ЭДС во всех обмотках трансформатора, а соответственно и токи в этих обмотках.

Резкое уменьшение токов в обмотках вызывает появле­ние в них ЭДС противоположной полярности (рисунок 14.3, зна­ки в скобках), т.е. на базе VT₁ появится положительное напряжение по отношению к эмиттеру и транзистор VT₁ за­кроется, а на базе транзистора VT₂ появится отрицательное напряжение по отношению к эмиттеру, что приводит к отпи­ранию VT₂ и к появлению тока i_К2 в полуобмотке w_К2 (на­правление i_К2 показано пунктиром). Это вызывает увеличе­ние отрицательного напряжения в базе VT₂ и дальнейший рост тока i_К2, этот процесс протекает лавинообразно и в результате (при открытом VT₂) к полуобмотке wК2 окажется приложенным напряжение

Таким образом, напряжение на каждой из полуобмоток w_К1 и w_К2 определяется формулами и имеет форму прямоугольных импульсов (рисунок 14.4, б, график u_К).

Скорость, с которой происходит процесс отпирания и запирания транзисторов, т. е. крутизна фронтов импульсов U_К в значительной степени зависит от собственной (паразитной) емкости транзисторов и обмоток трансформаторов, а также от индуктивности рассеяния трансформатора. Искажение прямоугольной формы напряжения U_К, вызванное перечисленными факторами, приближает ее к синусоидальной, что ухудшает условия работы транзисторов, поскольку переход схемы из одного состояния в другое происходит медленно и на транзисторах выделяется дополнительная мощность, увеличивающая их нагрев. Во вторичную обмотку w_ВЫХ трансформируются импульсы выходного напряжения U_ВЫХ, параметры которого определяются соотношением w₂ и w_ВЫХ.

Частота генерации преобразователя

где U_КЭнас — падение напряжения на транзисторе в режиме насыщения; U_R — падение напряжения на активном сопротивлении половины первичной обмотки трансформатора, В; w_К — число витков половины вторичной обмотки (w_К = w_К1 = w_К2); Вs — значение индукции насыщения, Тл; S_С — площадь сечения магнитопровода трансформатора.

Как видно из выражения, частота генерации преобразовав f_П зависит от напряжения источника питания U_ВХ и от тока нагрузки I₀. Дело в том, что при увеличении тока нагрузки увеличивается ток на выходе инвертора (I_ВЫХ), а следовательно, возрастает ток в первичной обмотке (ток I_К). Увеличение тока I_К приведет к увеличению падения напряжения на ней, т. е. U_R, и частота f_П уменьшится.

При коротком замыкании на выходе преобразователя транзисторы VT₁ и VT₂ выходят из режима насыщения и генерация срывается. При устранении короткого замыкания схема легко возбуждается; таким образом, данная схема нечувствительна к коротким замыканиям.

При работе схемы, когда один из транзисторов заперт, напряжение между его эмиттером и коллектором, как это видно из схемы на рисунке 14.3, равно сумме напряжения питания и напряжения на нерабо­тающей половине коллекторной обмотки, что вместе состав­ляет почти 2U_BX. При рассмот­рении работы схемы не учиты­валась индуктивность рассея­ния трансформатора L_d, резко изменяющаяся при насыщении магнитопровода, т. е. во время переключения транзисторов, Вследствие чего на коллекторе запираемого транзистора соз­дается бросок напряжения, превышающий 2U_BX. Для устранения возможного пробоя транзисторы часто шунтируются стабилитронами VD1, VD2 с напряжением стабилизации, равным 2 U_ВЫХ; в момент запирания транзистора пробива­ется соответствующий стабилитрон, предохраняя таким об­разом транзистор от пробоя (рисунок 14.5).

Рисунок 14.5 – Схема преобразователя напряжения с защитой транзисторов при перенапряжениях

Источник

Двухтактный преобразователь напряжения

Одной из популярнейших топологий импульсных преобразователей напряжения является двухтактный преобразователь или push-pull (в дословном переводе — тяни-толкай).

В отличие от однотактного обратноходового преобразователя (flyback), энергия в сердечнике пуш-пула не запасается, потому что в данном случае это — сердечник трансформатора, а не сердечник дросселя, он служит здесь проводником для переменного магнитного потока, создаваемого по очереди двумя половинами первичной обмотки.

Тем не менее, несмотря на то, что это именно импульсный трансформатор с фиксированным коэффициентом трансформации, напряжение стабилизации выхода двухтактника все равно может изменяться посредством варьирования ширины рабочих импульсов (с помощью широтно-импульсной модуляции).

В силу высокой эффективности (КПД до 95%) и наличия гальванической развязки первичной и вторичной цепей, двухтактные импульсные преобразователи широко используется в стабилизаторах и инверторах мощностью от 200 до 500 Вт (блоки питания, автомобильные инверторы, ИБП и т.д.)

На рисунке ниже изображена общая схема типичного двухтактного преобразователя. Как первичная, так и вторичная обмотки имеют отводы от середин, чтобы в каждый из двух рабочих полупериодов, когда активен только один из транзисторов, была бы задействована своя половина первичной обмотки и соответствующая половина вторичной обмотки, где напряжение упадет лишь на одном из двух диодов.

Применение двухполупериодного выпрямителя с диодами Шоттки, на выходе двухтактного преобразователя, позволяет снизить активные потери и повысить КПД, ведь экономически гораздо целесообразнее намотать две половины вторичной обмотки, чем нести потери (финансовые и активные) с диодным мостом из четырех диодов.

Ключи в первичной цепи двухтактного преобразователя (MOSFET или IGBT) должны быть рассчитаны на удвоенное напряжение питания, чтобы выдержать действие не только ЭДС источника, но и добавочное действие ЭДС, наводимых во время работы друг друга.

Особенности устройства и режима работы двухтактной схемы выгодно отличают ее от полумостовой, прямоходовой и обратноходовой. В отличие от полумостовой, здесь нет необходимости развязывать цепь управления ключами от входного напряжения. Двухтактный преобразователь работает как два однотактных прямоходовых преобразователя в одном устройстве.

К тому же, в отличие от прямоходового, духтактному преобразователю не нужна ограничительная обмотка, так как один из выходных диодов продолжает проводить ток даже при закрытых транзисторах. Наконец, в отличие от обратноходового преобразователя, в двухтактнике ключи и магнитопровод используются более щадящим образом, а эффективная длительность импульсов больше.

Во встроенных блоках питания электронных устройств все более популярны двухтактные схемы с управлением по току. При таком подходе проблема повышенного напряжения на ключах исключается на корню. В общую истоковую цепь ключей включается резистор-шунт, с которого снимается напряжение обратной связи для защиты по току. Каждый цикл работы ключей ограничивается по длительности моментом достижения током заданной величины. Под нагрузкой выходное напряжение, как правило, ограничивается посредством ШИМ.

При проектировании двухтактного преобразователя особое внимание уделяют подбору ключей, чтобы сопротивление открытого канала и емкость затвора были бы как можно меньше. Для управления затворами полевых транзисторов в двухтактном преобразователе чаще всего применяют микросхемы-драйверы затворов, которые легко справляются со своей задачей даже на частотах в стони килогерц, свойственных импульсным источникам питания любой топологии.

Источник